基于XC878M變頻器的設計

張 慧

長江大學文理學院，湖北荊州 434023

節能是當今電器領域科技發展的主要方向之一，也是人們日常消費與生活關注的焦點。變頻技術在實現電器節能方面發揮著重要作用。對中小容量變頻器而言，應用最為廣泛的是交流－直流－交流變換器。此類變換器中，又以正弦脈寬調制(SPWM)型變換器為主。

利用變頻技術產生SPWM信號的方法有多種，如利用分立元件搭建模擬、數字混合電路、使用SPWM專用芯片或基于CPLD/FPGA設計SPWM發生器等。本文主要研究基于單片機實現SPWM，此方法控制電路簡單可靠，利用軟件產生SPWM波，減輕了對硬件的要求，且成本低，受外界干擾小。

圖1 系統總體結構框圖

圖2 正弦逆變電路

1 變頻器方案設計

本文以英飛凌公司XC878M單片機實現對交流－直流－交流變換器的實時檢測和自動控制。系統總體結構框圖如圖1所示。其中，變頻器設計主要由電源電路、控制電路、驅動和逆變電路、濾波電路及保護電路等幾部分構成。

變頻器各模塊設計：

1）電源模塊

本系統要求提供給橋式逆變模塊310V直流電壓。該310V直流電壓由市電經全橋整流、濾波后獲得。

2）控制模塊

由XC878M輸出利用軟件方法產生的正弦脈寬調制信號（SPWM）。

3）驅動和逆變電路模塊

由英飛凌公司提供的2片驅動芯片2ED020I12-FI、4只IGBT管SKW30N60HS及外圍輔助電路構成，完成DC-AC的逆變、電壓變換。

4）濾波電路模塊

驅動和逆變電路輸出的高頻電壓信號，經由LC低通濾波后，得到帶動空調壓縮機電機的純正弦波電壓信號。

5）保護電路模塊

由1個10A保險絲、4個反向并聯在IGBT管集-射極間的反向偏置二極管和LM393及輔助電路組成的比較電路和繼電器構成，完成系統的過欠壓、過流保護及IGBT管的瞬間過流保護工作。

2 變頻器硬件電路設計

2.1 逆變電路設計

逆變電路由4個IGBT管（Q3、Q4、Q5、Q6）組成的全橋式逆變電路組成，每個IGBT管并聯1個反向偏置二極管（D2、D6、D5、D10），利用二極管的極間電容，可以濾除IGBT管導通瞬間的大電流，起到瞬間過流保護作用。橋臂Q3、Q6和Q5、Q4在輸出正弦波信號的一個周期內交替工作，可將直流電壓轉換成按正弦規律變化的梯形脈沖波，經低通濾波器濾波后，負載上得到的實際電壓為正弦波。逆變橋的SPWM控制信號由主控芯片XC878M產生，并通過隔離驅動電路傳遞到IGBT管的柵極。逆變電路如圖2所示。

2.2 驅動電路

由于XC878M產生的SPWM信號不能直接驅動IGBT，故逆變橋的驅動采用英飛凌專用驅動芯片2ED020I12-FI。2ED020I12-FI為雙通道、高壓高速功率驅動器件，可驅動1200V的MOSFET及IGBT。2ED020I12-FI可同時輸出兩路獨立并且隔離的驅動信號用于驅動兩路同一橋臂IGBT。2ED020I12-FI輸出部分采用15 V供電，供電電壓可直接供給或經由二極管及電容供給。常規逆變電路經常需要四組隔離的驅動電源，而2ED020I12-F驅動芯片只需要單組15 V電源供電，這可以極大地簡化驅動電路并且節約成本。2ED020I12-F的所有邏輯輸入電壓可為3.3V或5V。/SD（高低端兩通道關斷邏輯輸入）、INH（高端邏輯輸入）和INL（低端邏輯輸入）為2ED020I12-F的邏輯輸入端。/ SD為高電平時，INH和INL輸入無效（OutH 與OutL輸出低電平）。/ SD為低電平時，若INH為高電平（而INL為低電平），則OutH（高端輸出）啟用（輸出高電平）；反之，若INL為高電平（而INH為低電平），OutL（低端輸出）啟用（輸出高電平）。若INH和INL均為高電平，則兩個輸入都無效（OutH 與OutL輸出低電平），直至兩者之一變為低電平時才有效。2ED020I12-FI內部還有一個通用運算放大器和一個通用比較器，可分別用于IGBT管的電流檢測和過流檢測。

利用1片2ED020I12-FI驅動半橋逆變電路的電路圖如圖3所示。

圖3 半橋驅動電路

XC878M的輸入捕獲/輸出比較單元CCU6中的定時器T12（選通道0和通道1）可產生兩路PWM信號。2ED020I12-FI為雙通道驅動芯片，故2片2ED020I12-FI可驅動4個IGBT管SKW30N60HS。其中，第一片驅動芯片2ED020I12-FI用于控制IGBT管Q3、Q4。第二片驅動芯片2ED020I12-FI用于控制IGBT管Q5、Q6。在交流輸出的前半個周期，XC878M的P3.0輸出有效，利用三極管的開關作用，送至第一片驅動芯片2ED020I12-FI的INL（低端輸入）及第二片驅動芯片的INH（高端輸入），由第一片驅動芯片2ED020I12-FI的OutH（高端輸出）及第二片驅動芯片的OutL（低端輸出）控制IGBT管Q3、Q6的導通與關斷。同理，在交流輸出的后半個周期，XC878M的P3.1輸出有效，此時的SPWM信號經由兩片2ED020I12-FI控制IGBT管Q5、Q4的導通與關斷。XC878M的P3.0和 P3.1輪流交替有效，使得輸出端得到正負交替出現的調制方波。

3 SPWM信號產生

3.1 PWM程序編程思路

本文將一個周期T的信號分成1 440個點（按X軸等分），兩點間的時間間隔由XC878M通過定時器中斷產生。因此，首先需建立正弦脈寬數據表，由XC878M初始化時算好，將其按一定的格式（即考慮相序及同一相中的脈寬次序等）存入片內的FLASH中，建立好數據指針，以便按一定的尋址方式查詢。

3.2 PWM程序詳細設計

SPWM實際上就是用一組經過調制的幅值相等、寬度不等的脈沖信號代替調制信號，用開關量代替模擬量。調制后的信號中除了含有調制信號外，還含有頻率很高的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量，但幾乎不含其他諧波，特別是接近基波的低次諧波。因此，載波頻率也即SPWM的開關頻率越高，諧波含量越少。這從SPWM的原理可以直觀地看出。當載波頻率高時，半周期內開關次數越多，把期望的正弦波分段也越多，SPWM的基波就越接近期望的正弦波。

但是，SPWM的載波頻率除了受功率器件的允許開關頻率制約外，SPWM的開關頻率也不宜過高，這是因為開關器件工作頻率提高，開關損耗和換流損耗會隨之增加。另外，開關瞬間電壓或電流的急劇變化形成很大的du/dt或di/dt，會產生強的電磁干擾；高du/dt、di/dt還會在線路和器件的分布電容和電感上引起沖擊電流和尖峰電壓；這些也會因頻率提高而變得嚴重。

綜上所述，SPWM的開關頻率的選擇應綜合考慮各個方面的因素，本設計實際采用的SPWM開關頻率，也即IGBT的開關頻率為18MHz，這是一個折中的選擇。

正弦波輸出的0～180度由XC878M定時器T12的通道0（對應的為COUT60_0）輸出有效，180～360度由T12的通道1（對應的為COUT61_0）輸出有效，COUT60_0和 COUT61_0兩腳輪流交替有效輸出脈寬調制的正弦半波。

正弦波輸出的一個周期T分成1440個點（按X軸等分），兩點間的時間間隔由XC878M的定時器通過計數中斷實現（載波頻率設置），由于XC878M的內部定時器有PWM的設置，通過在程序中設置定時器的計數值來控制頻率，通過設置占空的計數值來調整脈沖的占空比，以保證輸出方波的脈沖寬度按正弦規律變化。正弦脈寬調制波形示意圖見圖4。

本設計中壓縮機電機工作頻率范圍為20Hz～130Hz。逆變后的方波經濾波后可以得到正弦波脈沖，調制頻率為28.8KHz～187KHz，一個周期分為1 440個調制脈寬，每個正弦波周期為 1440×（1/187KHz～1/28.8KHz）=0.0077s～0.05s，輸出頻率為20Hz～130Hz。正弦脈沖的度數與計數值之間的一個換算見表1。

圖4 正弦波脈沖寬度調制波形示意圖

3.3 PWM程序流程圖

首先對程序進行初始化，初始化之后程序就進入了中斷，連續讀取720個PWM的匹配值產生0～180度的PWM。然后，關閉此定時器和中斷，并打開TIMER0和它的定時中斷，同樣的連續讀取720個PWM的匹配值產生180～360度的PWM。

主程序中，在while(1)中不斷的掃描DS18B20溫度傳感器返回值。通過判斷室內溫度與設定溫度間溫差，動態生成變頻表。正弦波頻率的改變范圍是20Hz～130Hz。

PWM調制程序流程圖如圖5所示。

4 結論

文中以XC878M單片機輸出利用軟件方法產生的正弦脈寬調制信號，將310V直流電壓逆變為高頻交流信號，后經低通濾波得到純正正弦波帶動空調壓縮機電機運行，即基于單片機實現對交流－直流－交流變換器的實時檢測和自動控制，利用變頻技術最終達到空調節能的目的。單片機模擬輸出的SPWM信號可使硬件電路簡化，系統功率因數與效率大大提高；同時，采用高頻調制后可獲得高質量的輸出電壓波形，抑制了高次諧波，使變換器損耗減小，由此提高了系統的工作性能。

[1]劉鳳君.正弦波逆變器[M].北京：科學出版社，2002.

[2]李愛文.現代逆變技術及其應用[M].北京：科學出版社， 2000.

[3]陳道煉.DC-AC逆變技術及其應用[M].北京：機械工業出版 社，2005.

[4]謝力華.正弦波逆變電源的數字控制技術[J].電力電子技 術，2001(6).

[5]張燕賓.SPWM變頻調速應用技術[M].北京：機械工業出版 社，2005.