基于混合參數元件的無線雙頻帶通濾波器設計

摘 要:提出一種基于混合參數元件設計雙頻帶通濾波器的方法，并采用該方法進行GSM(890~960 MHz)/DCS(1 710~1 880 MHz)無線雙頻帶通濾波器的設計。經過ADS仿真設計，并制作出測量的樣品實物，樣品實物的測量結果和仿真結果吻合，說明該方法的可行性;同時分析該方法的優點和適用范圍，對實際工程應用具有重要的參考意義。

關鍵詞:GSM;DCS;雙頻帶通濾波器;ADS仿真

中圖分類號:TN713文獻標識碼:B

文章編號:1004-373X(2010)02-154-03

Wireless Dual_band Bandpass Filter Design Based on Hybrid Parameter Elements

FENG Jingtian，CHEN Song，XIAO Fen

(School of Physics Mechanical Electrical Engineering，Xiamen University，Xiamen，361005，China)

Abstract:A method of designing a dual_band bandpass filter based on hybrid parameter elements is proposed，and GSM(890~960 MHz)/DCS(1 710~1 880 MHz) dual_band bandpass filter is designed using this method.Actual measured results of the filter sample are in good agreement with simulated results.This method is meaning for application of engineering.

Keywords:GSM;DCS;dual_band bandpass;filter;ADS simulation

0 引 言

濾波器是通信系統中不可缺少的組成部分，目前雙頻和多頻通信發展迅速，隨之而來的雙頻放大器[1]和雙頻天線[2]，雙頻濾波器[3-5]的研究也日益增多。雙頻濾波器的一種設計方法是通過一個頻帶寬的帶通濾波器串聯一個頻帶窄的帶阻濾波器，得到雙頻帶通;而傳統的雙頻濾波器都是用單一的分布參數元件實現帶通和帶阻濾波器，這在微波段尤其是頻率越高的波段會有理想的濾波特性，缺點是體積大且一旦樣品完成，不方便后期的調試。集總分立元件的體積小，且方便樣品制成的后期調試，但不適用于過高的頻率范圍。

在此設計的無線雙頻濾波器將在相對低的頻段GSM(890~960 MHz)采用集總分立元件，而在DCS(1 710~1 880 MHz)頻段采用分布元件，合理的設計濾波器的級間耦合同時滿足兩個頻段的指標，所制作出來的樣品測試結果和ADS仿真結果吻合，對設計雙頻濾波器具有重要參考意義。

1 系統組成和分析

1.1 雙頻濾波器研究狀況

雙頻帶通濾波器的設計方法主要有:濾波器組合法;原型濾波器變換法;利用耦合諧振濾波器的寄生通帶法[6]。以濾波器組合的設計方法為例，可以并聯兩個所需帶通濾波器得到所需雙頻通帶[7]，也可以一個寬帶帶通濾波器串聯窄帶帶阻濾波器來實現，串聯法的結構如圖1所示。本文采用這種串聯結構設計時，前端帶通濾波器采用的是分布參數元件，而帶阻濾波器部分采用的卻是集總分立元件，這樣就結合了兩種類型元件設計上的優點，區別于傳統整個都用單一的分布元件的方式。

圖1 帶通，帶阻串聯組成雙頻濾波器

要得到GSM(890~960 MHz)/DCS(1 710~1 880 MHz)的雙頻帶通濾波器，則帶通濾波器頻帶為890~1 880 MHz之間，帶阻濾波器頻段為960~1 710 MHz之間。

1.2 帶通濾波器設計

采用平行耦合微帶線帶通濾波器設計寬頻帶通濾波器時有良好的特性，整個系統以50 Ω為匹配，頻帶為890~1 880 MHz之間，采用三階切比雪夫濾波器，耦合線微帶線尺寸計算如下[8-10]:

ω0=(890+1 880)/2，Δ=(1 880-890)/ω0(1)

g1=3.348 7，g2=0.711 7，

g3=3.348 7，g4=1.000(2)

J01Z0=(πΔ/2g1)，J01Z0=0.579 05，

Jn-1，nZ0=πΔ/2(gngn-1)，

J12Z0=0.727 31，

J23Z0=0.727 31，J34Z0=0.579 05(3)

將式(3)計算的值代入下式:

Z0e=Z0[1+Jn-1，nZ0+(Jn-1，nZ0)2]，

Z0o=Z0[1-Jn-1，nZ0+(Jn-1，nZ0)2](4)

可得式(5)中奇偶模阻抗:

Zo(0，1)=37.812 05 Ω，Ze(0，1)=95.712 05 Ω，

Zo(1，2)=40.083 30 Ω

Ze(1，2)=112.813 26 Ω，Zo(2，3)=40.083 30 Ω，

Ze(2，3)=112.813 26 Ω

Zo(3，4)=37.812 05 Ω，Ze(3，4)=95.712 05 Ω(5)

實驗選擇雙面覆銅板的參數為:介電常數εr=3.3，銅厚0.035 mm，板厚1.5 mm，損耗角tan δ=0.002 2，根據這些參數和式(5)，用ADS計算工具Line Calculator，并根據式(5)的值，可得微帶線的尺寸見表1;其中W表示耦合線寬度，D表示耦合線間距，L表示線長度。

表1 為目標仿真前計算的耦合線尺寸mm

項目值項目值項目值項目值

W11.79W21.35W31.35W41.79

D10.16D20.15D30.15D40.16

L135.30L235.71L335.71L435.30

選擇高介電常數，尺寸還可以縮小6~8倍，實現小型化。ADS仿真帶通濾波器結果如圖2所示。

圖2 帶通濾波器的仿真頻率響應

1.3 帶阻濾波器設計

采用集總分立元件設計帶阻濾波器，頻段為960~1 710 MHz之間。選用Murata的高頻專用電容和電感，具有良好的高頻特性。為了達到良好的帶內衰減，需要選用高階濾波器，但是階數過高，也會增加通帶的衰減量，考慮選用五階切比雪夫濾波器。

分布元件濾波器因考慮高頻效應所對應的模型復雜很多，因而設計相對復雜;而集總元件的濾波器的設計模型單一，有許多LC濾波器共享軟件可以用來做仿真計算，圖3是帶通濾波器原理圖，圖4 是用ADS仿真的S(2，1)，S(1，1)頻率響應。

圖3 帶阻濾波器的電路圖

圖4 帶阻濾波器的仿真頻率響應

1.4 濾波器的組合

帶通和帶阻濾波器以50 Ω為匹配，級聯后的ADS原理圖如圖5所示。

直接組合后仿真出來的雙頻帶通曲線頻偏較大，這是由于級間有頻率響應和耦合，需要進一步優化參數，設置優化目標，尺寸修正如表2所示。

表2 仿真優化后的耦合線尺寸mm

項目值項目值項目值項目值

W10.50W20.51W30.51W40.50

D10.20D20.21D30.21D40.20

L135.06L238.52L338.52L435.06

試驗表明耦合線間距對整體的影響最大。

2 仿真結果分析

圖6是ADS軟件仿真的頻率響應曲線。

曲線有一定的頻偏，傳輸參數S(2，1)在GSM頻段內890 MHz為-2.9 dB，960 MHz為-1.8 dB，帶外衰減可達-30 dB以下，基本可認為理想;而在DCS頻段內1 710 MHz為-2.8 dB，1 880 MHz為-2.7 dB，頻率高于1 880 MHz時的衰減最多只達-22 dB。仿真結果顯示頻率響應在GSM頻段內明顯優于DCS頻段，寄生電容和電感在低頻時要小于高頻時的效應，實際設計時寄生效應考慮得較少，在相對比較低的頻段，集總參數元件部分的集總模型還是適用的，但頻率越高時集總參數的模型越不適用，設計方法的偏差也逐步增大。

S(1，1)在GSM頻段內可以到達-17 dB，在DCS頻段內可到達-13 dB，反射特性在GSM頻段仍然優于DCS頻段，由以上分析可知，集總混合在分布參數中進行設計可在2 GHz頻率以內，2 GHz以上偏差將不可接受。

圖5 雙頻濾波器的原理圖

圖6 雙頻濾波器的頻率響應

3 實物測量結果和仿真結果數據對比分析

圖7是樣品實物，測量它的頻率響應驗證方法的可行性。選用高介電常數介質基板體積還可以縮小6~8倍。

圖7 雙頻濾波器實物

其中集總參數分立元件，即電容、電感部分可以調試，這使設計更加靈活。通過通孔把表層需要接地的部分連接到底層，經過測試驗證，接地孔的數量對性能的影響很大，需要連接多個接地孔，才能使曲線比較平滑。

使用Agilent矢量網絡分析儀 E8362b測量S(2，1)，S(1，1)所得的結果如圖8所示。

由圖8可以看到實測結果和仿真結果吻合。表3是實物和仿真的結果各選取四個通頻帶值作對比，數據也基本吻合。

圖8 實測雙頻濾波器的頻率響應

表3 對比結果

頻點 /MHz仿真值實物值

S(2，1) /dBS(1，1) /dBS(2，1) /dBS(1，1) /dB

890-2.9 -10.8 -3.0-11.1

960-1.8-13.3-2.1-12.7

1 710-2.8-8.7-3.0-8.8

1 880-2.7-12.2 -2.9-11.3

仿真和實測都說明了GSM頻段特性優于DCS頻段，說明該方法只可設計2 GHz頻率以內的雙頻濾波器，2 GHz以上偏差將不可接受。

4 結 語

與傳統單一分布參數元件實現雙頻濾波器方法相區別，本文采用分布和集總分立元件相結合的方法，利用兩者設計上優點的結合，可以在工程應用中根據一定場合來應用，完成符合要求的設計。在此所設計的GSM(890~900 MHz)/DCS(1 710~1 880 MHz)無線雙頻帶通濾波器實物參數S(2，1)在GSM(890~900 MHz)/DCS(1 710~1 880 MHz)頻段內衰減均可小于3 dB，驗證了方法的可行性，該方法使雙頻濾波器的設計方法更靈活，但適用頻率范圍也有限。

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