DRFM量化信號頻譜分析*

王 坤 楊正洪 宋小全

(63921部隊1) 北京 100094)(63880部隊2) 洛陽 471003)

1 DRFM原理簡介[1]

在現(xiàn)代電子戰(zhàn)中,大多欺騙式干擾機都使用了數(shù)字射頻存儲(DRFM)技術(shù)。DRFM使用數(shù)字方法對輸入的射頻信號精確存儲,然后重構(gòu)或調(diào)制輸入信號。時域上對輸入的脈沖加以適當?shù)臅r延調(diào)制能產(chǎn)生距離欺騙干擾信號,頻域上對信號載頻加以適當?shù)念l移可以產(chǎn)生速度欺騙干擾信號,同時加以時延和頻移調(diào)制則可以產(chǎn)生距離-速度二維欺騙干擾信號。

典型的正交采樣I-Q雙通道DRFM原理框圖如圖1所示。

2 量化信號頻譜特性分析

圖1 典型的I-Q雙通道DRFM原理框圖

DRFM的主要研究課題都是以如何“高保真”復制輸入信號為前提,信號的多比特量化會給信號帶來諧波和雜散[1],下面對ADC模數(shù)轉(zhuǎn)換過程進行數(shù)學分析:

假設(shè)模數(shù)變換器(ADC)輸入電壓動態(tài)范圍為0-DV,有效量化位數(shù)(ENOB)為Nbit,采樣率為FS。則ADC量化電平Δ為:Δ=D/2N

為了分析問題的簡便,進一步假設(shè)ADC的有效量化位數(shù)為1bit,量化示意圖如圖2所示,輸入信號幅度超過D/2量化結(jié)果為1,否則量化結(jié)果為0。

圖2 1bit量化示意圖

由式(3)知,DRFM中1-bit量化后信號的頻譜含有pfi+qFS(p和q為整數(shù))的頻率成份,除了輸入信號頻率fi外,還包含 fi的各次諧波以及fi和采樣頻率FS的交調(diào)信號分量。

在圖1中,DRFM的基帶濾波器能將大部分頻率成分濾掉,假設(shè)基帶低通濾波器的截止頻率為FC,則只有p fi+qFS＜FC能夠在 DRFM 中輸出,成為欺騙式干擾機的諧波和寄生信號。

當A=D時,信號電壓變化范圍剛好鋪滿整個ADC的輸入動態(tài)范圍,如果既考慮量化又考慮采樣帶來的誤差[1],采樣后信號的信噪比可以表征為:

3 基于Matlab的仿真分析

圖3 有效量化位數(shù)對DRFM信號頻譜的影響

使用軟件Matlab對圖1所示DRFM框圖建模,采用IQ正交采樣的方法,研究有效量化位數(shù)和采樣率對DRFM輸出信號頻譜的影響如下:

1)假設(shè) A=D=2,采樣率FS=200MHz,輸入信號頻率fi=70MHz,基帶濾波器截止頻率FC=FS/2,采樣后信號FFT點數(shù)N=2048,ADC有效量化位數(shù)分別為1bit、2bit、3bit時采樣信號頻譜如圖3(a,b,c)所示。

2)假設(shè)A=D=2,ADC有效量化位數(shù)分別為2bit,輸入信號頻率 fi=70MHz,基帶濾波器截止頻率FC=FS/2,采樣后信號FFT點數(shù)N=2048,采樣率FS分別為200MHz,400MHz,800MHz時采樣信號頻譜如圖4(a,b,c)所示。

圖4 采樣率對DRFM信號頻譜的影響

由圖3和圖4得出結(jié)論:輸入信號不變時,提高ADC的有效量化位數(shù)和采樣率能夠改善DRFM輸出信號的信噪比。但是過高的采樣率和量化位數(shù)會增加DRFM存儲器容量及處理器CPU的負擔,實際設(shè)計時ADC有效量化位數(shù)一般根據(jù)輸入信號的信噪比來選擇[2],采樣率根據(jù)指標要求的信號帶寬及存儲器的容量、當前器件水平等因素來選擇。

4 結(jié)語

本文主要針對ADC量化過程對DRFM輸出信號頻譜的影響進行了分析,對量化過程建立了更加精確的數(shù)學公式模型,式(1)中考慮了ADC量化位數(shù)對頻譜的影響,并對1bit量化進行了深入推導。最后用軟件Matlab對建立的數(shù)學模型進行仿真,給出了有效量化位數(shù)和采樣率對DRFM輸出信號頻譜影響的仿真結(jié)果。

[1]張潔,趙國慶,等.正交DRFM仿真及其信號頻譜分析[J].電子對抗技術(shù),2005(4)

[2]馮存前,等.DRFM采樣過程頻譜分析及仿真[J].空軍工程大學學報,2001,2(2)

[3]王國玉,等.電子系統(tǒng)建模仿真與評估[M].長沙:國防科技大學出版社,1999,9

[4]周國富,姬國良.數(shù)字射頻存儲器在電子戰(zhàn)系統(tǒng)中的應(yīng)用[C]//數(shù)字射頻存儲器文集,1990,12

[5]趙國慶.雷達對抗原理[M].西安:西安電子科技大學出版社,2005,12