臨界導電模式有源功率因數校正器的設計

崔 晶,柴貴蘭

摘 要:為了使臨界導電模式功率因數達到0.99以上,在比較3種導電模式優缺點的基礎上,討論一種寬電壓輸入范圍,固定升壓輸出150 W,工作于臨界導電模式的APFC系統的設計方法。它以功率因數控制芯片MC33262為核心,給出實際的設計方案和主要參數的計算結果等。通過實際設計電路的實驗結果表明,所設計的有源功率因數校正器能在95～250 V的寬電壓輸入范圍內得到非常穩定的400 V直流電壓輸出,并使功率因數達到要求,總諧波畸變降低至6%。

關鍵詞:臨界導電模式;功率因數校正;Boost變換器;MC33262

中圖分類號:TN86文獻標識碼:B

文章編號:1004-373X(2009)12-124-03

Design of Active Power Factor Correction Based on CRM

CUI Jing,CHAI Guilan

(Xi′an Railway Vocational and Technical College,Xi′an,710014,China)

Abstract:In order to make power factor reach 0.99 above,comparing the advantages and disadvantages of three conduction modes,the design of a wide voltage input range,fixed boost output of 150 W active power faction system which works in critical conduction mode focus on the power factor control chip MC33262 are discussed,and practical design project,calculate result of the main parameters are presented.The result of testing shows that the designed for active power factor correction in 95~250 V voltage input range of width can give a very stable 400 V DC voltage output,and makes power factor nearly perfect,the harmonic distortion reduces to 6%.

Keywords:critical conduction mode;power factor correction circuit;Boost converter;MC33262

APFC 技術按照電感電流是否連續,可分為斷續導電模式(DCM)、連續導電模式(CCM)和介于兩者之間的臨界導電模式(CRM)。CCM模式適合于較大功率輸出,控制較復雜,且存在二極管反向恢復的問題。DCM模式的輸入電流和輸出電壓的紋波比較大,因而開關損耗比較大,同時對負載有一定的影響。CRM模式既沒有斷續導電模式那么大的器件應力,也不存在連續導電模式所具有的二極管反向恢復問題,且輸入平均電流與輸入電壓成線性關系。在中小功率(300 W以下)場合,采用臨界導電模式的功率因數校正具有比較大的優勢[1]。文中推出的APFC系統采用美國摩托羅拉公司生產的MC33262專用集成控制芯片,并使其工作于臨界導電模式(CRM)[2]。

1 基于MC33262的APFC原理簡介

用于實現APFC變換器的拓撲電路有Boost變換器、反激變換器和Boost-Buck變換器等,但由于Boost電路具有:有輸入電感,可減小對輸入濾波的要求;開關器件的電壓不超過輸出電壓值;容易驅動等特殊優點,因此其應用最為廣泛,這里的設計主要基于Boost變換器[3,4]。

目前,用于實現臨界導電模式的控制芯片有很多,由MC33262構成的采用Boost變換器的APFC電路。MC33262原理框圖如圖1所示。

圖1 MC33262原理框圖

由圖1可見,MC33262內部集成有誤差放大器(EMP)、零電流檢測器(ZCD)、欠壓鎖定環節(UVLO)、過壓比較器(OVC)、電流取樣比較器(OIC)、乘法器(MULT)、鎖存器(RS)、快速啟動電路等。這些電路組成Q1的控制電路和各種保護電路。下面結合圖2和圖1介紹采用MC33262設計的有源功率因數校正電路的工作過程[5,6]。

在圖1中,5腳是零電流檢測輸入端,接在變壓器二次側,因而檢測到的是電感電流,即外電源流入負載的電流。當電感電流為零時,ZCD的輸出翻轉,將內部的RS觸發器置“1”,7腳輸出高電平,使Q1導通。外電源通過橋式整流,使變壓器一次側和Q1導通,電流流過變壓器一次側,將電能儲存于電感中。當電感電流增大到一定值時,Q1又關斷,這也是通過RS觸發器進行控制的。1腳接PFC輸出電壓的分壓,該電壓經EMP放大后,與由3腳輸入的電壓分壓值在MULT中相乘,MULT的輸出與由4腳輸入的Q1的電流比較。當輸入Q1的電流值大于MULT輸出的電流值時,OIC輸出電平翻轉,將RS觸發器置“0”,該電平由7腳輸出,關斷Q1。因此,MULT的輸出電流即通過Q1的電流的門限值,該門限值隨輸入電壓的變化而近似呈正弦規律變化。當Q1關斷后,變壓器一次側的電流逐漸減小,當此電流接近零時,又導致ZCD的輸出翻轉,將RS觸發器置“1”,Q1導通,重復以上過程。

圖2 MC33262芯片在APFC中的實際應用

當負載突然關斷、啟動或輸出端出現浪涌時,會出現輸出電壓過高的情況,這時OVC會發揮保護作用。此時,過壓保護器的輸出電平發生翻轉,將RS觸發器置“0”,關斷Q1。器件內設定的比較器門限電壓為1.08 V。欠壓鎖定的作用在于監控電源正極電壓。當8腳的電壓Vcc低于下限值時,UVLO輸出低電平,7腳也輸出低電平,關斷Q1。定時器的作用是在電感電流下降到零時啟動Q1。

2 系統主要技術指標的設計

根據需要,設計了一個150 W PFC系統,其信號流程及信號波形如圖3所示。其主要參數為:交流輸入電壓范圍為175~265 V;最大輸出功率為150 W,若Boost電路的提升電壓為400 V,則額定直流電流為375 mA;若轉換效率為η=90%,則額定輸入功率Pin=Po/η=167 W;最小開關頻率選為fmin=25 kHz;輸入偏移因子IDF=0.98;最大紋波峰-峰值為8 V [8]。

圖3 信號流程及信號波形圖

3 電路主要參數的計算

3.1 電感L的計算

最低工作頻率條件下所需的電感值可通過式(1)求得:

L=V2in(Vout-Vin)/4fminPinVout(1)

式中:Vin為穩壓輸入峰值電壓最大值;Pin為輸入功率最大值;fmin為開關頻率最小值。將主要參數代入式(1)得:

L=544 μH

在該設計中取L=550 μH。

3.2 輸入濾波電容的設計

輸入濾波電容的主要作用是濾除輸入端的高頻噪音,其容量很小。但如果其取值太小,很難較好地濾除輸入的高頻噪音,另一方面其取值又不能太大,否則會引起較大的輸入電壓偏移[8,9]。

3.2.1 輸入濾波電容的下限值

輸入濾波電容的下限值由輸入濾波電容的最大紋波電壓決定,可用式(2)計算:

Cin(min)=2LP2inVout/V3in(Vout-Vin)ΔVCin(max)(2)

式中:ΔVCin(max)為濾波電容的最大紋波電壓,一般情況下,該值可取小于最低輸入電壓峰值的5%。將主要參數代入式(2)得:

Cin(min)=0.50 μF

3.2.2 輸入濾波電容的下限值

輸入濾波電容的上限值由輸入偏移因子IDF決定,可用下式計算:

Cin(max)=(2Pin/ωV2in)tan[cos-1(IDF)](3)

將主要參數代入式(3)得:

Cin(max)=1.5 μF

因此,輸入濾波電容的容量取值應滿足0.50 μF≤Cin≤1.5 μF這個條件,且還需考慮該電容的電壓應力,其耐壓VCin(max)應大于輸入電壓峰值。考慮到一定的裕量,可按最大輸入電壓峰值的1.5倍來選,即VCin(max)≥1.5 Vin(max)(562 V)。實際設計時選擇容量為0.56 μF,耐壓值為630 V的電容器。

3.3 輸出濾波電容的設計

輸出濾波電容的選擇由輸出過壓保護點VOVP、輸出功率Po和最大輸出紋波電壓VOP-P決定。根據最大紋波電壓表達式Vr(max)=Io/2ωCo=Io/4πfACCo,可得出輸出電容的表達式為:

Co=Io/4πfACVr(max)=149 μF

輸出電容的選擇不但要考慮容值,還要考慮電壓應力,由于電路的響應速度較慢,當負載突然變輕時,可能會引起輸出電壓的過沖現象,考慮到一定裕量,它的耐壓可按大于輸出過壓保護點1.1VOVP來選取。在該電路設計中選擇Co=220 μF,耐壓為450 V的電解電容。

3.4 功率開關管和輸出二極管的選擇

功率開關管與輸出二極管的電流應力和電壓應力都相同,下面分別計算兩者的電流應力和電壓應力。開關管和二極管的最大峰值電流:

iSP(max)=iDP(max)=4Pin/Vin(min)

將Pin=Po/η=167 W,Vin(min)=1752 V代入上式得iSP(max)=iDP(max)=2.7 A。

開關管和輸出二極管的電壓應力需考慮輸出過壓保護點,因此其最大電壓為:

VSP(max)=VDP(max)=Vo(max)=440 V(4)

在該電路設計中,選擇功率場效應管IRF840作為開關管,其耐壓為500 V,最大電流為8 A;選擇快速恢復二極管MUR1560作為輸出二極管,其耐壓為600 V,最大電流為15 A。

4 實驗與結論

實驗結果(見圖4~圖7)顯示該AC/ DC變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩定的直流電壓400 V輸出;紋波峰-峰值在8 V以下;輸出額定功率達150 W;滿載下效率η= 95%;功率因數λ≥0.99;輸入電流總諧波畸變D<6%。目前,這種具有APFC電路的控制器已應用于電子鎮流器產品中。

圖4 交流輸入電壓為120 V

時的電壓和電流波形

圖5 交流輸入電壓為220 V時的電壓和電流波形

圖6 交流輸入電壓為240 V

時的電壓和電流波形

圖7 半個工頻周期內電感電流波形

5 結 語

由MC33262 構成的功率因數校正電路外圍結構簡單,電路元器件少,電路的體積和成本下降,提高了系統的可靠性。目前,這種APFC 技術已經在開關電源、電子鎮流器等諸多領域得到了應用[10]。 該APFC 電路采用峰值電流控制方式,屬于準連續電流模式,MOSFET開關頻率很高,這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求。不過該系列芯片與其他采用連續模式的APFC芯片相比有著較高的性價比,值得做進一步完善研究。

參考文獻

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