PMSM的旋變激磁信號產生方法研究

曲俊海，王鶴良，翟小莉，史云珠

（北方自動控制技術研究所，山西太原030006）

1 引言

隨著永磁材料工藝技術的發展，PMSM（永磁同步電機）的性能有了很大幅度的提高。在TMS320C28x系統伺服控制專用DSP芯片推出并廣泛應用于電機控制后，交流電機的伺服驅動控制變得更加簡單可靠。當前和今后的一段時間里，在中低功率高精度伺服控制系統領域，PMSM將逐步取代直流伺服電機、直流無刷電機、交流感應電機等成為執行電機的首選對象。

目前，在高精度伺服驅動控制系統中對PMSM采用FOC（磁場定向控制）的方案應用日益廣泛。這種自控式同步電動機的控制方法依賴于轉子位置的檢測，PMSM的轉子位置檢測有絕對編碼器和旋轉變壓器兩種方法。在本文中描述的是針對PMSM旋變激磁信號產生方法的研究。

2 設計目標

下面以某PMSM為例進行說明。該電機旋變的銘牌數據如表1所示：

面向此對象，需設計電壓為4.25V,頻率為7.5KHz，功率為 0.14W 的激磁信號。

表1 電機旋變參數

其中，電壓和功率的設計相對比較簡單，可以在后端通過功率型運算放大器7F759M進行調整，進而滿足需求。本文的重點在于闡述頻率為7.5kHz的正弦波的設計方法。

3 實現方法

針對旋變的技術指標要求，采用以下4種不同的方法進行正弦激磁信號的生成：①對方波進行二階以上（含二階）的低通濾波；②對脈寬調制信號進行低通濾波；③利用專用芯片產生正弦波；④用振蕩電路產生正弦波。

3.1 通過對方波進行二階低通濾波的方式產生正弦波

首先利用MATLAB對方波信號進行低通濾波的仿真實驗，發現對其進行一階低通濾波時不能得到正弦波。進行二階及二階以上的低通濾波時，可以得到正弦波，但信號衰減很厲害。輸出信號大概要到源信號幅度的50%以下時，才能得到較為理想的正弦信號。其MATLAB仿真結果如圖1所示。

圖1 對方波進行二階低通濾波的方式產生正弦波

在工程實踐中，利用TMS320C2812DSP的IO口產生1個頻率為7.5kHz的方波，然后通過二階Butterworth低通濾波電路生成正弦波。如圖2所示為利用運算放大器設計的二階Butterworth低通濾波電路示意圖。

圖2 二階Butterworth低通濾波電路

直接采用頻域法得到二階Butterworth低通濾波電路的傳遞函數為:

其中：k＝1＋R1/R2。令Q＝1/（3-k），ω0＝1/RC，則可以寫成：

其中：k相當于同相放大器的電壓放大倍數是濾波器的通帶增益，Q是品質因數，ω0是特征角頻率。品質因數表征了濾波器通帶的狀態。一般要求Q＝0.707。

當令 Q＝0.707，可得 0.414R2＝ 0.707R1。通常把最大增益倍所對應的信號頻率叫做截止頻率，這時濾波器具有3dB的衰減。利用濾波器幅頻特性的概念，可以得到截止頻率ω0＝1/RC，即 f＝1/2πRC。經Matlab仿真，當f在1kHz以上時，都可以得到正弦波。在實際中取f＝5kHz，產生的正弦波經示波器測量，正弦波峰峰值大約為源信號的45%，波形在四種方法的對比中略差，紋波峰峰值大約為100mV左右。

在得到頻率為7.5kHz的正弦波后，通過功率型運算放大器7F759M對電壓進行調整，進而滿足電機旋變電壓4.25V需求。而7F759M的輸出電流在100mA以上，足以滿足輸出功率0.14W的需求，進而達到設計目標。

3.2 通過對脈寬調制信號（PWM）進行低通濾波產生正弦波

利用TMS320C2812DSP事件管理器（EV）產生的調制脈寬波（載波頻率為150kHz）經過低通濾波，隔直，放大，最后得到正弦波，如圖3所示。

圖3 系統框圖

在本試驗中利用通用定時器（GP）1產生PWM信號。在軟件設計中采用定時器中斷后查表（表中已按照相應的正弦值預設好需要的脈沖寬度數值）刷新脈沖寬度的方法。具體的實驗電路如圖4所示。

輸出的正弦波經示波器測量，波形較好，頻率和幅值穩定，紋波峰峰值約為80mV。后端電壓和功率的設計方法同2.1所述。

3.3 采用專用芯片產生正弦波

在電子器件市場中，產生正弦波的專用芯片種類有很多，他們共同的優點是使用方便，電路不用專門設計；缺點是芯片及其外圍電路占PCB面積較大，而且產生的紋波幅值相對而言較大。在此，以正弦信號發生器MAX038為例進行性能測試，其具體電路如圖5所示。

圖4 對PWM進行低通濾波產生正弦波的電路設計

圖5 MAX038正弦波產生電路圖

其輸出的正弦波經示波器測量，正弦波紋波峰峰值約為110mV。其輸出波形較好，頻率沒有前兩種方法穩定。其后端電壓和功率的設計方法同3.1 所述。

3.4 通過振蕩電路產生正弦波

采用雙運放OP213搭建正弦信號發生器，其具體電路如圖6所示。

此電路為模擬電路，在實際中產生的正弦波波形較好，紋波很小，但是由于模擬振蕩電路自身的缺點，頻率不夠穩定。如果采用高精度的電阻電容，頻率會相對穩定，以滿足應用的需求。其電壓和功率的設計方法同2.1所述。

另外，模擬振蕩電路中選用的運算放大器，應結合實際需要，盡量選擇頻帶寬的運算放大器。在實驗中，特別針對幾種常用運算放大器（如AD公司雙運放OP213、國產運放F4558、MOTOROLA公司四運放LM124）進行帶寬測試，結果如表2所示。

圖6 以OP213為主的正弦信號產生電路設計

表2 幾種常用運算放大器的帶寬比較

通過比較可知，OP213和F4558的頻帶寬度要比LM124高很多，完全可以滿足7.5kHz的頻率需求；但是，若電路中使用LM124，則頻率上不去，波形也很差，需特別注意。

4 對比分析

通過對四種正弦波產生方法的仿真、試驗，可以看出：從成本上分析，第1、2種方法較廉價，這兩種方法充分利用了已有的硬件基礎，加以簡單的外圍電路擴展即可輸出PMSM的旋變激磁信號。從最終的性能上分析，第1種和第2種方法頻率最穩定，因為頻率由數字電路決定，受溫度等外圍條件和參數變化的影響較小。綜合頻率和波形畸變、紋波、電路實現和調試的難易程度等品質來看，第2種方法最好。

5 結論

通過以上4種方法的實際應用，最終采用第2種通過對脈寬調制信號進行低通濾波產生正弦波的方法。得到理想的正弦波后，通過功率型運算放大器7F759M進行功率放大，最后應用于PMSM旋變的激磁，從而滿足設計需求。

［1］劉錦波，張承慧編著.電機與拖動［M］.北京：清華大學出版社.

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