用于電磁作動器的功率放大器設計研究

林黃達 劉德志 余錫文

（海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，武漢 430033）

1 引言

電磁作動器是利用電磁鐵產生可控電磁力抵消振動源產生的振動力，達到減振降噪目的的一種裝置。由于電磁作動器具有響應快、位移及控制力大、無接觸等優點，在振動主動控制中應用廣泛[1]。它可與氣囊隔振裝置組成集成的主被動混合減振系統，由氣囊隔振裝置降低高頻噪聲，由電磁作動器降低低頻噪聲，從而得到良好的隔振效果。

在電磁作動器控制系統中，功率放大器的作用是根據控制器發出的電流指令信號，向作動器線圈提供相應的電流以產生所需要的電磁力，因此要求功率器的輸出電流能夠迅速跟蹤控制器給出的電流指令信號，并且失真度要小，另外要求在給定的頻率范圍內幅值響應與頻率響應曲線比較平坦。所以功率放大器的設計研究十分重要，它直接影響了電磁作動器的各項性能指標[2]。

本文介紹了功率放大器的基本工作原理，設計了一種用于電磁作動器的功率放大器，并通過仿真和實驗證明其達到了設計所要求的性能指標。

2 功率放大器的基本工作原理

2.1 功率放大器主電路結構

電磁作動器開關功放主電路采用圖1所示的全橋拓撲結構。在圖1中，全橋兩側橋臂分別由開關管T1、T3串聯以及T2、T4串聯構成，并在每個開關管上分別并聯一只快速恢復二極管D1～D4。在兩側橋臂中間連接電磁作動器線圈，線圈可等效為一阻抗性負載，其等效電阻和電感分別為R和L。采用全橋結構的功放能夠為電磁作動器線圈提供雙向流動的電流，這樣可以滿足電磁作動器控制系統對開關功放的要求。

圖1 電磁作動器開關功放主電路拓撲圖

2.2 功率放大器控制策略分析

對圖1的全橋結構主回路來說，可以采用兩種不同的控制策略，即兩電平控制方式和三電平控制方式。其中三電平控制方式下實際電流的紋波要小，但電路較復雜，考慮該類功放開關頻率通常可達10 kHz以上，可以滿足實際使用需求，故本文主要就兩電平控制方式進行了分析。

當采用兩電平控制方式時，處于對角線的兩個開關管同時通斷，而處于同一橋臂的兩個開關管則交替通斷，即 T1的開關控制信號ug1和T4的開關控制信號ug4相同，T2的開關控制信號ug2和T3的開關控制信號ug3相同，ug1和ug3則為互補信號。由于功率開關管關斷過程中有一段存儲時間和電流下降時間，這段時間內開關管并未完全關斷。如果在此期間同一橋臂的另一只開關管已經導通，則會造成橋路一側橋臂上的上下兩只開關管同時導通，從而使電源短路。為避免這種情況的發生，應該使同一橋臂的兩只開關管開通控制信號存在一定的死區時間，保證在對一個開關管完全關閉后，再對另一只開關管發出開通脈沖[3-5]。

對兩電平開關功放而言，由于T1和T4同時通斷，T2和T3同時通斷，因此，通過對開關管的兩兩通斷控制，作動器線圈中的電流iAB存在正向增加，正向減小，負向增加，負向減小這四種狀態，如圖2。此時作動器線圈兩端電壓uAB只存在+U和-U兩種情況（忽略了開關管和續流二極管的正向導通壓降），即兩電平，具體分析如下：（1）開關管T1和T4同時導通，直流母線電源給作動器線圈快速充電，此時電流從A流向B，線圈中的電流快速增加，作動器線圈兩端電壓uAB=+U。

圖2 兩電平開關功放的各開關狀態

（2）開關管T1和T4同時關閉，D2和D3同時導通，作動器線圈電感釋放能量，線圈中的電流通過D2、D3和直流側電源形成放電回路，此時電流仍從A流向B，但線圈中的電流快速減小，作動器線圈兩端電壓uAB=-U。

（3）開關管T2和T3同時導通，直流母線電源給作動器線圈快速反向充電，此時電流從B流向A，線圈中的電流快速增加，作動器線圈兩端電壓uAB=-U。

（4）開關管T2和T3同時關閉，D1和D4同時導通，作動器線圈電感釋放能量，線圈中的電流通過D1、D4和直流側電源形成放電回路，此時電流仍從B流向A，但線圈中的電流快速減小，作動器線圈兩端電壓uAB=+U。

圖3 電磁作動器PWM功放電路

3 功率放大器系統設計

如圖3所示，開關功放電路主要由PWM產生電路、光耦隔離及開關驅動電路、全橋主電路及電流檢測電路構成。這里，采用UC3637來產生兩路互補的PWM信號，且死區時間可以調節。對于兩電平開關功放電路，需要一個UC3637芯片。全橋主電路及其驅動電路采用集成的IPM模塊PM75RLA060，光耦使用HCPL4504和PC817芯片。由于UC3637自帶有運算放大器接口，因此我們可以直接將電流給定信號和電流反饋信號接到運放引腳上，達到誤差比較和 PI調節的目的，使整個電路更為簡單。作動器線圈上串聯有兩個電流傳感器，一路用于反饋信號，另一路用于過流保護，當線圈電流大于限定電流時，UC3637就會將各路PWM脈沖封鎖。

4 功率放大器性能指標測試分析

在功率放大器帶有4 mH的電抗器負載，直流側電壓選用120 V，并由信號發生器提供指令電流時，同時測量指令電流波形和實際負載電流波形，以對功率放大器的性能指標進行分析。

指令電流幅值約為2 A，頻率為10 Hz時的負載電流仿真與實驗波形（以負載電流基波為基值）如圖4所示。

指令電流幅值約為20 A，頻率為100 Hz時的負載電流仿真與實驗波形（以負載電流基波為基值）如圖5所示。

圖4 指令電流2 A、10 Hz的負載電流波形

4.1 幅值衰減

以6 A為電流幅值步長，以10 Hz為電流頻率步長，測量不同指令電流幅值和頻率下的各路負載電流，其隨頻率的變化曲線如圖6所示。

可以看出，在100 Hz以內，電流的基波幅值衰減小于0.35 dB。

4.2 相位滯后

以6 A為電流幅值步長，以10 Hz為電流頻率步長，測量不同指令電流幅值和頻率下的各路負載電流基波與指令電流基波的相位差，其隨頻率的變化曲線如圖7所示。

可以看出，各路負載電流基波滯后輸入指令電流基波的相位差最大不超過1.2°。

4.3 波形失真度

以6 A為電流幅值步長，以10 Hz為電流頻率步長，且只考慮10 kHz以內的諧波分量時計算不同指令電流幅值和頻率下的各路負載電流的波形失真度，其隨頻率的變化曲線如圖8所示。

圖5 指令電流20 A、100 Hz的負載電流波形

圖6 幅值衰減曲線

可以看出，波形失真度與頻率的變化關系不大，而與電流基波幅值有關，電流基波幅值越小，波形失真度越大。當只考慮10 kHz以內的諧波分量時，各路負載電流的波形失真度最大不超過1.7%。

圖7 相位滯后曲線

圖8 波形失真度曲線

上述試驗結果表明，電流基波滯后輸入指令電流基波相位差主要與頻率有關，頻率越大，滯后相位差越大；波形失真度與頻率的變化關系不大，而與電流的基波幅值有關，電流基波幅值越小，波形失真度越大。

5 結束語

根據電磁作動器系統對功率放大器的性能要求，本文設計了用于電磁放大器的H橋兩電平開關型功率放大器，該功放的實驗計算性能結果基本一致，各項性能指標要求均能滿足系統使用要求，可以較好地為該類功放的設計提供指導。

[1] 趙利頗,潘存治,馬強. 基于電磁作動器的主動隔振系統研究[J]. 石家莊鐵道學院學報,2006(2):51－53.

[2] S.Carabelli, F. Maddaleno and M. Muzzarelli.High-efficiency Linear Power Amplifier for Active Magnetic Bearings[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2000 (1)：17-24.

[3] 祝長生，蔡曉峰，蔡曉清. 主動磁軸承開關功率放大器的設計[J]. 機電工程，2004（11）：29－33.

[4] 王兆安，黃俊. 電力電子技術[M](第四版).北京：機械工業出版社，2008.

[5] D.Grahame Holmes，Thomas A.Lipo. 電力電子變換器PWM技術原理與實踐[M]. 北京：人民郵電出版社，2010.