基于GC5016的超聲回波信號解調及動態濾波設計

謝 彬，林藝文，周桂榮

（1.汕頭超聲儀器研究所有限公司，廣東 汕頭 515041；2.汕頭大學電子信息工程系，廣東 汕頭 515063）

基于GC5016的超聲回波信號解調及動態濾波設計

謝 彬1，林藝文2，周桂榮1

（1.汕頭超聲儀器研究所有限公司，廣東 汕頭 515041；2.汕頭大學電子信息工程系，廣東 汕頭 515063）

采用了一種用數字上/下變頻器GC5016實現超聲回波信號的解調和動態濾波處理的方法.使用通常用于調制和解調的芯片GC5016，將超聲回波信號的動態濾波處理在信號解調的同時完成，降低了對FPGA乘法器資源的占用.

GC5016；超聲回波；動態濾波；解調；信號處理

0 引 言

為提高超聲回波信號的信噪比和圖像質量，適應不同診斷模式下對顯示圖像的不同要求，各種新的數字信號處理方法不斷地應用到超聲診斷設備中，這提高了對設備信號處理能力的要求.DSP器件固然是一種很好的用于信號處理的芯片，但在現代全數字超聲診斷設備中，FPGA以其強大的并行處理能力、高集成度、高性能及方便的可編程性，得到了更廣泛的應用.采用DSP+FPGA的數字硬件系統結合了二者的優點，兼顧了速度和靈活性，正愈來愈得到人們重視[1].

本文的設計使用數字上/下變頻器GC5016，實現超聲回波信號的解調和動態濾波兩項底層信號處理，滿足了底層大數據量的快速處理.配合FPGA使用，減少了對FPGA硬件乘法器資源的占用.

1 GC5016

GC5016是美國TI（Texas Instruments）公司的一款4通道寬帶數字上下變頻器，其最大工作時鐘頻率可以達到160 MHz.本設計將其用于下變頻模式.在這種模式下，其最大可支持4通道160 MSPS或者2通道320 MSPS的數據輸入率（雙倍速率模式）.

圖1是GC5016在下變頻模式下的結構框圖[2].其CIC（Cascade Integrator Comb）濾波器是固定的5階濾波器，但其抽取率可變.PFIR（Programmable Finite Impulse Response）濾波器則包含16個單元，每單元16個系數存儲，可存儲256個系數，最大支持512 taps（對稱的FIR濾波器系數）的FIR濾波器[2].

圖1 GC5016的下變頻模式結構框圖

2 超聲系統原理

2.1 超聲系統的基本結構

超聲診斷系統的簡單結構框圖如圖2所示.其中的數字信號處理模塊屬于底層信號處理，目前比較常見的是采用FPGA硬件實現，也有采用DSP或者DSP+FPGA組合的，但相對較少.

數字信號處理部分主要包含動態濾波、解調（或者包絡檢波）、TGC（Time Gain Control）、對數放大以及一些平滑和相關處理.另外，在彩超中，數字信號處理還包括彩色血流計算、壁濾波等.

圖2 超聲診斷系統結構框圖

2.2 動態濾波

大量的研究和實驗表明，組織的衰減不僅與被探測介質的深度有關，還與超聲波的頻率有關，頻率越高，介質對超聲波能量的衰減就越大[3].人體軟組織對超聲的衰減與頻率大致成線性關系.

超聲探頭發射的超聲波頻譜具有一定的帶寬，所以接收的回波信號也具有一定的帶寬.寬頻帶中的高頻成分能夠有效地提高近場的成像分辨率，而低頻成分能夠有效地對較深處組織進行成像.但是，隨頻率增加的衰減對發射脈沖的頻譜不利，高頻分量比低頻分量衰減得更多，致使回波信號頻譜的中心頻率將隨著超聲脈沖向深處傳播而下移，可參見文獻［4］的圖5.3.59.

因此，在接收電路中，需要一個帶通的匹配濾波器對接收信號限帶，以獲得最佳的信噪比（SNR）.這個限帶過程就是動態濾波，它一般是波束合成后信號處理的第一步.之所以叫動態，是因為它需要隨著接收信號所對應的深度變化，不斷向下調整其通頻帶的中心頻率，同時，還需要不斷減小其通頻帶的帶寬.這從文獻［4］中的圖5.3.59可以清楚地得到.

理論及實踐均表明：沒有動態濾波器，SNR的惡化與探測深度的下降會損害設備的實用性；有了動態濾波器，在深部，SNR及圖像可視性得到改善，在淺部，可以保持高的觀測頻率，使分辨力及圖像細微度得到改善，結果圖像的總體質量得到了提高[4].

2.3 解調

解調用于將接收到的高頻回波信號變換到基頻信號.波束合成后的數據，經過解調后變為I、Q兩路信號，再將I、Q信號求平方和后開方，得到可以用于顯示的B型視頻信號.當然，在顯示前還需要進行其它的信號處理.

在傳統的黑白B超中，從高頻回波信號到視頻信號的變換過程一般采用包絡檢波的方法，即對高頻回波信號取絕對值后，再經過低通濾波取包絡，得到可以用于顯示的B型視頻信號.其結果與通過解調得到的視頻信號是一樣的.但是在彩色血流圖（Color Flow Image， CFI）和脈沖多普勒（Pulse Wave Doppler， PWD）頻譜中， 需要用高頻回波信號經解調后的基頻信號來處理.因此，在彩超的電路設計中，我們可以只設計解調電路，而節省掉包絡檢波電路.

3 設計實現

3.1 設計原理

在黑白B超中，動態濾波是為了限帶和提高信噪比而必須用的.而在彩超中，動態濾波只用于對B型顯示的數據做處理，對CFI和PWD的數據不能使用動態濾波處理.GC5016有4個數據通道，可以將不同類型的信號處理用不同的通道分開.本文只討論B型數據的動態濾波和解調處理.

對于B型數據的處理，傳統方法一般是動態濾波后再檢波（這里的檢波用解調實現），本設計將動態濾波器更改為由解調后的低通濾波器來實現.帶通濾波器的頻響特性曲線經過“解調”——即將其中心頻率通過頻譜搬移到0頻，則帶通濾波器變為低通濾波器.由于其截止頻率的要求比解調后用的低通濾波器要嚴格得多，因此原解調后的低通濾波可以省略.根據2.2節中所述的動態濾波器的特性，更改后的低通濾波器，其截止頻率要隨著對應信號深度的增加而減小.此外，動態濾波器的中心頻率是需要不斷下移的，因此更改設計后的解調本振頻率也相應要不斷減小.

3.2 硬件實現

圖3為本設計實現的硬件框圖，即在圖2的數字波束合成和數字信號處理兩個FPGA中間增加了一個GC5016芯片.其中，波束合成到GC5016、GC5016到信號處理的兩個箭頭表示回波數據流向，信號處理到GC5016的箭頭表示GC5016的控制信號和配置數據流向.本設計中，由于配置GC5016的邏輯設計相對簡單，使用的資源也很少，所以將這部分邏輯設計放在信號處理FPGA中實現.當然，GC5016也可以使用其它的FPGA、CPLD或者單片機等芯片進行配置.

圖3 硬件實現框圖

GC5016要完成的主要功能就是變頻率解調和變截止頻率低通濾波（這是對B型數據的處理通道而言的，其它通道本文不做討論）.這就需要配置GC5016的FPGA能隨著接收回波的深度，實時地改變GC5016的B型數據通道的解調頻率（通過實時改寫配置完成）.同時，GC5016也需要隨著接收回波深度的改變，使用不同截止頻率的低通濾波器來完成混頻后的低通濾波.

3.3 GC5016的配置

3.3.1 變頻率解調

傳統超聲診斷儀的圖像，是以線為單位的，每一次發射接收，都得到一線的數據，一幅圖像由不同線位置的線數據拼接而成.一線先后接收到的數據，表示由近到遠不同距離上的信息.

本系統的回波數據采樣率為40 MHz，即波束合成后的數據率為40 MSPS，GC5016輸入時鐘160 MHz，CIC濾波器的抽取率為2，PFIR濾波器的抽取率為2，數據采用IQ交替輸出的模式，輸出頻率為80 MHz，故輸出數據率仍為40 MSPS（一個I和一個Q才表示一個數據）.

每線數據的采樣點數由公式（1）計算：

其中，N是線數據的采樣點數，D是線所表示的深度，Fs為系統采樣頻率（即40 MHz），c為聲波在人體內傳播的平均速度（一般取1 540 m/s）.因此，如果按照掃描顯示深度24 cm來計算，一線的最大樣點數為12 467，系統設計取最大的線采樣點數為12 288.如果圖像格式為512線×512點，則線數據最大顯示抽取率為12 288/512=24；如果最小顯示抽取率取2，則對應的顯示圖像的實際深度約為2 cm.

根據現有的設計經驗，在24cm左右的顯示深度，回波信號的中心頻率會下移30%左右，這從文獻［4］中的圖5.3.59可以得到驗證.該圖中，發射信號的中心頻率為3.5 MHz，而24 cm處回波的中心頻率約為2.5 MHz.實際設計時，一般認為信號對應的深度每增加1 cm，回波信號的中心頻率下移1.25%.因此，在設計GC5016的解調頻率時，從收到線頭信號（每一線數據的開始）開始，以發射頻率解調，每計數到512個數據樣點（對應約1 cm），就改寫一次GC5016的解調頻率，使解調頻率減小發射頻率的1.25%.理論上，解調頻率的下移步數越多步距越小就越好，但實際上這會對GC5016的正常工作帶來影響，因此，本設計使用的步距為512個采樣點調整一次頻率.

在系統啟動時，已經完成了對GC5016的整體配置，使用時只需更改其解調頻率.參考GC5016的器件資料，根據對其進行配置的寫時序圖和控制信號建立、保持的時間要求，完成一次寫操作的最小周期為45 ns，本設計進行一次寫操作使用60 ns（在信號處理FPGA內使用一個200 MHz的時鐘計數）.GC5016內部每個通道的解調頻率寄存器為3個16 bit的寄存器，固定GC5016的當前頁地址為B型數據通道的地址，改變其解調頻率只需要進行3次寫操作，需要180 ns.于是，這180 ns時間的后120 ns內，解調頻率是錯誤的（在第一個寫操作完成之前，即前60 ns，頻率還是正確的），約為5個錯誤數據樣點.在最大深度顯示時，數據抽取率為24，即在圖像中連續的錯誤數據樣點最多只顯示1個；而在最小深度顯示時，數據抽取率為2，在一線512點顯示數據中，中間會顯示3個連續的錯誤數據樣點.這些錯誤的數據樣點在經過前后數據點的平滑和相關處理后，從系統最后的實際圖像來看，幾乎沒有任何影響.

3.3.2 變截止頻率低通濾波

與頻率下移相似，低通濾波器截止頻率的下移，理論上也是步數越多步距越小越好，但這實現起來很復雜，需要大量的存儲器來存儲濾波系數.傳統的動態濾波設計，多使用12或16 taps的FIR帶通濾波器.使用32 taps的帶通濾波器已經可以獲得很好的信噪比和滿足遠近場的要求了[5].本設計使用系數對稱的32 taps低通濾波器，只需要使用16個系數存儲單元.GC5016支持每個通道存儲多組FIR濾波器系數，于是整個通道可以存儲16組由大到小的不同截止頻率的低通濾波器系數.

16組FIR低通濾波系數是與一個發射頻率不同深度處的回波相對應的，與最大深度時的24步變頻配合，采取前緊后松的方法，前8步變頻，每一步變頻更換一組濾波系數，后16步變頻，每變2步更換一組濾波器系數.濾波器系數在系統啟動時就以默認值下載配置到GC5016中.使用時，如果調整了發射頻率，需要對GC5016重新進行配置，就要重新下載16組與該頻率對應的系數.

FIR低通濾波器的設計使用Matlab軟件輔助完成.系數量化為16 bit后，儲存為GC5016配置軟件cmd5016能夠識別的系數文件格式.在設計FIR低通濾波器時，要綜合考慮它前面的CIC濾波器頻響特性，所設計的FIR濾波器需要對其進行校正和補償，使CIC濾波器和FIR濾波器級聯后滿足濾波要求[6].

4 測試驗證

本實驗主要為驗證變頻解調及變頻點處的數據連續性.在FPGA內部設計一個信號發生器，輸出頻率為5.25 MHz的正弦波.從5 MHz開始變頻解調，配合以變截止頻率濾波.另外，設計了線同步信號，來標識一線的開始.實驗波形如圖4所示.圖中顯示的數據樣點未經過3.3.1節中所說的顯示抽取.

圖4（a）中，上面的1-0-1-0-1波形標識的是線同步信號、上升沿標識一線的開始、波形中的0值時間段、在實際的B超設計中用于傳輸下一線的各種參數.由于線同步信號是與波束合成后的數據樣點同步的，解調的過程造成了數據的延時，所以實際使用中，還需要將線同步信號同步延時.從信號的幅度來看，隨著解調頻率的減小，解調后的信號頻率變大，同時低通濾波器的截止頻率也在減小，所以信號是在衰減的.

將圖4（a）右邊兩豎虛線內的波形放大，得到圖4（b）的波形.這里表示的是線尾與線頭的連接處.實際處理時，一線數據完成以后，下一線開始之前，將輸入數據清零，以免線尾的數據殘留在濾波器移位寄存器中，對線頭數據造成影響，因此中間有一段0值.GC5016的輸出采用IQ交替輸出模式，輸出數據包絡為相位差為90°的兩個類正弦波.由圖中可以看出，線頭以5 MHz解調，得到250 kHz的數據頻率，隨著解調的頻率不斷減小，得到的信號頻率就越來越高，線頭線尾的波形周期差別明顯.

圖4（c）是從圖4（b）中右邊虛線的左邊截出的一個周期波形的放大，即線頭開始的第2個周期.圖4（d）是從圖4（b）中左邊虛線的右邊截出的兩個周期波形的放大，即線尾的最后兩個周期.這兩段波形中都包含一個變頻點，如3.3.1節所述，應該含有4~5個錯誤的數據樣點，但從實際數據點波形來看，其平滑性和連續性都很好.在實際系統中，經過顯示抽取后的連續錯誤數據樣點更少，再經過后面的前后數據樣點平滑和相關處理，對實際圖像幾乎沒有影響.實際結果也證明，該設計能滿足系統的運行要求.

圖4 實驗波形

5 結 語

本文所考慮的回波帶寬仍有不完善的地方，但在中低端的超聲診斷設備中，這樣的處理已經可以滿足實際使用和儀器的性價比要求.要設計更高端的設備，獲得更好的回波信號信噪比，還需要更多地考慮探頭本身的頻響特性以及發射脈沖的頻譜.發射脈沖數越多，發射信號的頻譜帶寬就越窄.例如，探頭頻響特性的中心頻率為5 MHz，可發射的帶寬范圍3 MHz~7 MHz，以3.5 MHz發射時，發射信號頻譜帶寬范圍2.5 MHz~4.5 MHz（發射脈沖數為2時，信號帶寬約為發射頻率的60%）.在本設計中，認為回波信號從0深度開始在2.5 MHz~4.5 MHz的頻譜范圍內，變頻解調從3.5 MHz開始不斷減小解調頻率.但更周全的考慮應該是，認為回波信號從0深度開始是在3 MHz~4.5 MHz的頻譜范圍內，因此，變頻解調是不是應該從3.75 MHz開始?這是一個需要結合探頭的頻響特性和發射脈沖數量的更深層次研究的復雜課題.

目前，Xilinx和Altera兩家主流FPGA廠商生產的器件，性能強大、乘法器和Block RAM資源較多的高端器件價格十分昂貴，而中低端通用器件的乘法器資源在實際設計中又往往不夠.GC5016的4個獨立通道，可以使需要用不同方法處理的同源數據從各自的通道進行處理，把這部分解調和濾波處理從FPGA分離出來后，節省了大量的使用FPGA處理所需要的硬件乘法器資源.隨著Xilinx Spartan-6系列和Altera Cyclone IV系列中端器件的即將量產上市，它們的乘法器資源數量比老一代產品有很大的提高，對今后低成本下的硬件信號處理設計有很大的幫助.

[1] 戴逸民.DSP+FPGA數字硬件系統設計與實現[J].世界電子元器件，2002（04）：46-48.

[2] Texas Instruments Incorporated.Wideband quad digital down-converter/up-converter[Z].2007.

[3] 陳智文，張旦松.B型超聲診斷儀原理、調試與維修[M].武漢：湖北科學技術出版社，1992.

[4] 馮諾.超聲診斷設備原理與設計[M].北京：中國醫藥科技出版社，1993：495.

[5] 周盛，計建軍，楊軍.基于FPGA的全數字眼科超聲診斷儀信號處理設計與實現[J].電訊技術，2008， 27（1）： 69-71.

[6] 張惠軍，程翥，皇甫堪.GC5016中濾波器的理論分析和綜合設計[J].電訊技術，2007，47（2）：144-148.

Abstract：A method is designed to demodulate and filter the ultrasound echo signals，based on the digital up/down converter GC5016.The signal processing of dynamical filtering is implemented together with the demodulation by GC5016，which is usually used for modulation and demodulation.It decreases the usage of multiplier resources in FPGA.

Key words：GC5016； ultrasound echo signal； demodulation； dynamic filter； signal processing

Design of Demodulation and Dynamic Filter for Ultrasound Echo Signal Based on GC5016

XIE Bin1， LIN Yi-wen2， ZHOU Gui-rong1

（1.Institute of Ultrasound Instruments， Ultrasound Instruments Corporation， Shantou 515041， Guangdong， China；2.Department of Electronics and Information， Shantou University， Shantou 515063， Guangdong， China）

TN 911.72

A

1001-4217（2010）02-0056-08

2010-03-05

謝彬（1980-），男，廣東汕頭人，工程師.研究方向：數字信號處理及其FPGA實現.E-mail：xb@siui.com