三相電壓型PWM整流器控制新技術的研究

焦春雷,嚴登俊

(河海大學 電氣工程學院,江蘇 南京210098)

0 引 言

與傳統二極管和晶閘管移相整流相比,三相電壓型PWM 整流器具有網側電流諧波低、功率因數高、能量雙向流動及恒定直流電壓控制等優點,符合“綠色電能變換”的要求,得到了廣泛的應用和研究。但由于電壓型PWM整流器模型是一個典型非線性多輸入多輸出系統,模型中含有狀態變量和控制變量的乘積,并且狀態變量間存在耦合,所以常規的控制策略難以滿足快速動態響應、輸入電流畸變小和單位功率因數的要求。現行用于該系統的控制策略主要分成兩類：一類是間接電流控制;另一類就是目前占主導地位的直接電流控制。直接電流控制策略采用了交流電流內環、直流電壓外環控制結構,具有網側電流動態響應快易實現單位功率的優點;其不足是直流電壓響應較慢、抗擾性較差。對此,本文根據電壓型PWM整流器的數學模型,建立了整流器的直接電流控制數學模型,提出了基于電流前饋解耦控制的電壓型PWM整流器控制策略,采用了dq坐標系下的電流內環、基于滑模控制電壓外環的控制結構,而電流內環輸出的控制信號則采用SVPWM技術調制。此方案實現了對有功電流和無功電流的解耦;提高了直流電壓的響應速度和魯棒性,增強了系統的抗擾能力。計算機仿真證明了該策略的可行性。

1 基于滑模控制的電壓外環設計

圖1為三相電壓型整流器主電路拓撲圖。

其中定義開關函數

圖1 三相Boost型PWM整流器主電路拓撲

則采用功率三相轉同步dq坐標變換,三相PWM整流器dq模型[1]為

忽略輸入電感損耗和三相整流橋路自身損耗,則三相空間矢量變換器交流側有功Psa與直流側功率Pdc相等,即

由式(1)的第三個方程可得

把式(3)和(4)聯立,則式(2)第三個方程可改寫為

從式(2)和式(5)可以看出,該系統有兩個控制量sd和sq。sd通常用來控制輸出直流電壓uc,sq用來控制無功電流i q以獲得給定功率因數。故可以選取u c和iq為系統輸出。定義誤差變量 σ=[σ1σ2σ3]=[iLqiLq*u c-u c*u c],根據滑模控制理論[2],可選擇滑模面s1(σ1,t)和 s2(σ1,σ2,t)為

式中,λ,μ為反饋系數。

因此,通過設置以上滑模面及適當的反饋系數即可獲得期望的動態響應和系統的穩定性及魯棒性。理論上反饋系數μ越小,直流電壓響應越快,但其不能太小,否則將激發系統未建模動態[3]。把式(5)代入式(7)可得

進一步變形式(8),可以得到

由于穩態時e q=0,則這時可以定義

這里的i d*就是有功電流內環所需要的參考指令值,而系統的滑模面式(6)、(7)可重新定義為

常規滑模控制在定義滑模面式(11)后[2],均采用滯環控制,由此帶來開關頻率不固定的缺點。因此本文僅采用滑模控制外環,以獲得有功電流內環所需要的參考有功電流,即式(10),然后經電流內環控制后給出整流器的電壓矢量指令,利用定頻SVPWM技術即可實現開關的定頻控制。

2 前饋電流解耦控制系統設計

根據式(1)前兩個方程可得以i d,i q為變量的直接電流控制數學模型

式中,u rd、u rq為整流器輸入電壓矢量(其中u rd=s d u c,urq=squc)。

由式(12)的兩個方程可以看出,數學模型中的d軸和q軸是互相耦合的,因此無法對兩方程單獨控制,這對控制器的設計造成一定程度的困難。對一個耦合系統進行控制,工程上希望實現某一個輸出量僅受某一個輸入量的控制,這種控制方式稱為解耦控制[4]。線性定常系統的解耦一般有串聯補償器實現解耦和前饋補償器進行解耦,這里采用前饋解耦控制。為此,引入i d,i q的前饋解耦控制,對e d,e q進行前饋補償,且采用PI調節器作為電流內環控制器,則有方程

根據式(13)得整流器電流前饋解耦控制結構如圖2所示。

圖2 電流前饋解耦控制結構圖

3 本文所提方案控制原理圖

系統控制框圖如圖3所示,與傳統的直接電流控制系統不同之處在于本系統電壓外環采用了滑模控制,具有滑模控制固有的響應快、魯棒性強,抗擾性強等優點;另外采用固定開關頻率的SVPWM技術對電流內環輸出的控制信號進行調制,繼承了SVPWM電壓利用率高,動態響應快,容易數字實現的優點。具體SVPWM實施算法可參見文獻[5],不再贅述。

圖3 系統控制原理圖

4 系統仿真波形及分析

4.1 系統參數設置

為驗證本文所提控制策略的可行性,利用Matlab對系統進行了數值仿真。系統仿真參數為：輸入電源相電壓幅值為311 V,輸出直流電壓u dc*=700 V,單位功率因數運行即i q=0,輸入電感L=100 mH,線路等效阻抗為R=0.1Ω,直流側電容為c=3 000μF,負載R=40Ω。開關頻率 f=10 k Hz。控制系數參數為：μ=0.0015,k p=13,k i=50。

4.2 系統啟動響應

圖4分別為直流電壓啟動響應波形,電源輸入a相電壓和電流波形。從圖4(a)可以看出直流電壓響應速度快(0.01 s左右),無超調,無穩態誤差;輸入電流為正弦,電流總畸變率為2.99%,與電源電壓相位一致,實現了單位功率因數的要求。

圖4 系統啟動響應波形

4.3 指令電壓變化時系統動態響應

考慮輸出電壓指令值u dc*變化,周期性(0.1 s)由700 V調整到600 V,并且考慮負載在此時也發生突變,系統的動態響應波形如圖5所示。可以看出直流側電壓較好地跟蹤了指令輸出值也即直流側功率較好地跟蹤了給定功率,其響應平滑,超調振蕩幾乎為0,魯棒性強,響應在0.02 s左右。

圖5 直流電壓響應波形

4.4 負載變化時系統的動態響應

考慮負載變化時,直流側的電壓響應情況。系統初始運行負載功率為12.25 k W,當系統運行在0.1 s時,突然把負載功率增到40 kW 運行,直到0.3 s,在0.3 s時負載功率減小到初始值一直運行,此過程系統的動態響應波形如圖6所示。可以看出直流側的電壓隨著負載的變化波動很小,無穩態誤差,負載變動時系統恢復到穩定值的時間很短,在0.02 s左右。

圖6 負載變化時直流電壓波形

5 結 論

根據電壓型PWM整流器dq坐標系下的電流控制數學模型,提出了基于前饋解耦控制的電流內環、滑模控制的電壓外環新控制策略。本系統采用了前饋解耦控制,實現了無功電流和有功電流的獨立控制和單位功率因數;采用了滑模控制的電壓外環,實現了直流電壓的快速跟蹤,增強了直流側電壓的穩定性和魯棒性。新控制策略改善了傳統直接電流控制的不足,具有系統響應快、穩定性好、抗負載擾動能力強等優點,計算機仿真證明了新控制策略的可行性和優越性。鑒于以上優點,本系統具有實際的開發研究價值。

[1] 張崇巍,張 興.PWM 整流器及其控制[M].北京：機械工業版社,2003.

[2] 高為柄.變結構控制的理論及其設計方法[M].北京：科學出版社,1996.

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[4] 張 強.基于的三相電壓源型整流器系統設計[D].合肥：合肥工業大學,2003.

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