寬帶數字信道化設計

張 慶,王 玉

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北石家莊050081;2.河北省財政廳,河北石家莊050000)

0 引言

在現代電子環境中,信號一般都具有密集化、復雜化的特點,而且占用的頻譜越來越寬,從而對寬帶數字信道化接收機實現高概率接收提出了高的要求。實現全概率信號截獲的接收機是非常需要的,而其關鍵是實時處理。由于寬帶信號接收系統的采樣速率很高,很難直接進行實時處理,采用多相濾波結構后,信道化濾波器被分解成多個支路,每個支路的數據經過抽取后可以降低數據率,便于實現并行處理。

1 數字信道化原理

所謂的數字濾波器組是指具有一個共同輸入,K個輸出端的一組濾波器。如果這K個濾波器的功能是把寬帶信號s(n)均勻分成若干個(K個)子頻帶信號輸出,那么就把這種濾波器叫作信道化濾波器。

實現數字信道化的直接方法是設計多個單獨的濾波器,每個濾波器具有特定的中心頻率和帶寬。從理論上來說,每個濾波器都可以獨立設計,它們可具有不同的帶寬或濾波器特性。這種方法在濾波器組工作時的運算很復雜。

對濾波器組的另一種實現形式就是所謂的低通型實現,如圖1所示,其結構與模擬信道化相似。圖1中,HLP(n)為原型低通濾波器,加權系數的作用是把第k個子頻帶(信道)移至基帶(零中頻)。

圖1 濾波器組的低通實現

由于數字信道化接收機的抽取器位于濾波器之后,故當抽取率D很大或濾波器的階數比較高時,圖1所示的信道化結構效率將非常低,利用多相濾波的概念將可以得到上述結構的高效實現。

2 數字信道化設計

2.1 復信號無盲區設計

基于多相濾波器結構的數字信道化方法由圖1所示的結構推導而來,所有運算在抽取以后進行,因此大大降低了后面數字信號處理的實現難度。

一般多相濾波器在監視整個頻段時,由于相鄰信道間往往會存在盲區,有可能丟失信號,為了實現無盲區信號接收,信道劃分采用如圖2所示。

圖2 復信號無盲區信道劃分方式

對于復信號,均勻信道常見的劃分方式有偶型劃分和奇型劃分2種。在偶型劃分中第k個帶通濾波器中心頻率為 ωk=2πk/K,在奇型劃分中第k個帶通濾波器中心頻率為ωk=2πk/K+π/K。

2.2 實信號無盲區設計

上面的數字模型是針對輸入信號 x(n)為復信號時的結果,但實際系統中接收到的信號大多是實信號,針對實信號的特點,無盲區信道劃分可采取如圖3所示的信道劃分方法。這種劃分方法只取信道的正邊帶或負邊帶,不損失信息。在這種劃分方式下,第 k個信道的頻移因子可表示為:ωk=2πk/K+π/(2K),k=0,1,…,K-1。

圖3 實信號信道劃分方式

2.3 非嚴格抽樣設計

大部分文獻中,數字信道化模型數學推導都是假設數字濾波器是理想的,即濾波器不存在過渡帶。然而,由于實際濾波器過渡帶的存在以及不同信道劃分方法,易產生盲區。為了解決這個問題,設計濾波器時令其過渡帶寬度不大于通帶寬度,并且相鄰信道的頻譜按50%重疊,使各信道的通帶拼接后覆蓋整個監視頻帶同時降低接收機的抽取倍數,下面推導實信號非嚴格抽樣數字信道化設計數學模型。

第k個信道的輸出為:

若子信道數K與抽取率D的關系可以表示為K=FD,F為某個整數,則對上式進行D倍抽取有:

若假定N=KL,K為總的子信道數,L為某個整數,則上式可以用多相形式表示為:

令xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mK+p)。則上式可以改寫為:

式中,h′p=h(l/F);h′p為hLP(n)的多相支路hp(l)經F倍內插后的結果。進一步可把上式寫成卷積的形式:

子信道數K與抽取率D的關系可以表示為K=FD,ωk=2πk/K+π/(2K),代入上式得:

由上式可以獲得非嚴格抽樣數字信道化多相濾波結構,如圖4所示。圖4所示的數字信道化多相濾波器結構,為濾波器組的高效實現形式,根據需要可設定接收機的抽取倍數,為工程實現具有一定的指導意義。

圖4 非嚴格抽樣數字信道化多相濾波結構

2.4 仿真

針對實信號無盲區信道劃分方式以及非嚴格抽樣信道化設計進行了算法仿真,仿真條件:8路數字信道化,4倍抽取,即F=2,采樣頻率Fs=640 MHz,輸入信號為線性調頻信號,帶寬B=320MHz(覆蓋范圍Fs/2),8路信道化輸出時域包絡圖形如圖5所示。從圖5中可以看出,8路信道輸出通帶相連,實現了無盲區信道劃分。

圖5 8路信道輸出時域包絡圖形

3 虛假信號判斷

無盲區信道劃分方式雖然可以實現整個頻段監視,但容易產生虛假信號。單信道窄帶接收機的設計和有多個窄帶信道寬帶接收機的設計,二者有明顯的區別。在窄帶接收機中,通過改變本地振蕩器的頻率可以把信道調諧到濾波器的中心,一旦信號移到濾波器中心,瞬態響應的影響將會最小化。在寬帶信道化接收機中,本振的頻率和濾波器的頻率都是固定的,信號可能落到濾波器的中央,也可能位于2個信道之間。此時,需進行虛假信號判斷,這也是數字信道化設計的一個關鍵問題。

當信道中存在信號時,可根據信號的幅度及相位信息進行綜合判斷。當信號同時處于2個信道時,相位值會存在2π模糊問題,這時可增大輸出數據速率以消除相位模糊問題。

根據信號的幅度信息可進行信號有無的判決,但易出現虛假信號。此時結合相位信息特征,可進行虛假信號的判斷。如果信號相位值在[-π/2F,+π/2F]外,則認為信號為虛假信號,可根據需要選擇是否給予剔除。

如采樣頻率為320 MHz,輸入信號頻率為2*π*fs/2/8*4.1的雷達脈沖信號,信號經過8倍抽取的8路信道化(f=1),在信道4、5均有輸出,相位統計值分別為 1.885 0、-1.256 8,根據[-π/2F,+π/2F]原則,可把信道4輸出進行剔除,信道4和信道5輸出時域包絡圖形如圖6所示。

圖6 信道4和信道5輸出時域包絡圖形

4 信道合并

數字信道化后存在的另一個問題是跨信道問題,這將直接導致某些信號頻譜發生改變。同時對于脈沖信號來說,將影響脈沖寬度等參數測量,解決辦法是信道合并。相鄰信道通帶相連,信道合并前如經過一個低通濾波器,對通帶相連處進行3 dB衰減,之后進行合并,這樣既不損失單個信道的增益,合并后通帶又比較平坦,特性較優,如圖7所示。

圖7 信道合并特性圖

5 硬件實現

通過上述設計仿真很好地解決了系統設計中的多層次開發問題,能夠在統籌總體設計的同時兼顧算法和真實復雜信號狀態的系統性能分析,大大加深了設計的深度和廣度,充分地進行了全數字仿真。使用Simulink設計工具,對硬件實現起到很好的指導作用。

設計流程主要有3步:①原理模型設定。在該設計中根據實際需求以及前面的數學推導模型,得到數字信道化接收機的原理框圖,為仿真提供理論依據;②搭建設計Simulink模型。主要完成原理模型向Simulink仿真框圖的轉變,通過Simulink仿真,可對算法以及硬件設計的正確性進行驗證,同時對硬件實現起到指導作用;③FPGA實現。參考Simulink框圖,實現硬件語言轉換。

6 結束語

為實現無盲區全頻段監測,該文采用了無盲區信道劃分方式,同時針對實信號非嚴格抽樣模式進行了嚴密的數學推導,解決了虛假信號檢測以及信號跨信道問題,對工程設計具有一定的指導意義。

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