1.2 V高線性度低噪聲折疊混頻器設計*

程知群，朱雪芳，高俊君，徐勝軍

(杭州電子科技大學射頻電路與系統教育部重點實驗室， 杭州310018)

目前，無線通信設備正朝著低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的趨勢發展。混頻器作為收發機中的關鍵模塊之一，對通信設備的上述性能產生直接的影響。隨著微電子工藝的發展， CMOS器件的柵長進一步縮小， MOS器件的過驅動電壓也進一步降低，這就為設計低壓低功耗的射頻電路提供了可能，但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此，電路設計者把更多的注意力集中到電路拓撲結構上，使設計具有低壓結構的射頻電路成為了熱門課題。

傳統的Gilbert混頻器由跨導級、開關級、負載級堆疊組成，其結構自下而上分別為跨導級、開關級、負載級[1]。這種結構中，所有的直流電流都流經跨導級、開關級和負載級，跨導級與開關級電路都需要一個開啟電壓(Von)，負載級也會有一定的電壓降(VRL)，因此，電源電壓的最小值Vdd，min=2Von+VRL。如果采用低電源電壓，這種結構不能保證所有的管子都工作在飽和區。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求，需要對其做出改進，如：文獻[2-3]提出省去尾電流管來減小電源電壓，文獻[4-11]用折疊結構代替堆疊結構來解決上述問題。

文獻[8]給出了折疊結構和堆疊結構的比較，折疊結構增加了兩個射頻中斷電路和一個耦合電容。這樣對直流通道來說，跨導級與開關級、負載級的直流電路分開，兩條支路相互獨立，互不影響。電源電壓只需提供相當于一個開啟電壓(Von)的值就能使跨導管與開關管都工作在各自的飽和區，即電源電壓的最小值Vdd，min=Von+VRL。達到了低電源電壓的目的。但是，射頻中斷電路一般用LC諧振網絡實現，電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設計了一種新的折疊結構混頻器，電路不使用具有大電感的LC諧振電路，工作于1.2 V電壓時，得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。

1 電路設計與分析

1.1 電路拓撲結構

本文設計的折疊混頻器拓撲結構如圖1所示，M1～M4為跨導級， M5～M8為開關級， RL為負載電阻。RF輸入端接匹配網絡， IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路(bu ffer)。

圖1 交流耦合折疊混頻器拓撲結構

該折疊混頻器電路的跨導級采用電流復用技術[12]，由NMOS管(M1、M2)、PMOS管(M3、M4)和隔直電容Cd組成交流耦合互補跨導結構。跨導級的輸出端(A、A′點)與開關管的源極相連。跨導級直接接于電源電壓，使得跨導管M1和M2的直流電流由兩部分組成，一部分來自M3和M4，另一部分來自開關管和負載電阻， 達到了低電源電壓的目的。由于流經開關級與負載級的電流很小，這樣一方面使得開關管產生的閃爍噪聲減小，另一方面負載電阻RL值可以適當加大，從而提高了混頻器的轉換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求，又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。

1.2 跨導電路設計

圖2是幾種折疊混頻器跨導電路。圖2(a)在跨導級NMOS管M1漏端接負載電阻R， M1管的電流In在A點分流，一部分流經開關管(Is)，另一部分流經負載電阻(Ir)，但是這種跨導電路的缺點是射頻信號一部分通過負載電阻R泄露到交流地。為了減少射頻信號的損失，必須增加電阻R，這樣又會使節點A的直流電壓減小，在低電源電壓下，不能保證M1管工作在飽和區。為了解決這個問題，用有源負載替代負載電阻R，如圖2(b)。但是，這里的PMOS管僅僅增大了節點A與電源電壓之間的阻抗，如果把M1和M2的柵極連起來，形成CMOS反相器結構，那么M2在增加阻抗的同時還能跟M1共同放大射頻信號[12]，如圖2(c)，這樣就完全避免了射頻信號通過M2泄露到交流地。由圖可知， Is=In+Ip，總跨導gm=gmn+gmp(gmn是NMOS管的跨導， gmp是PMOS管的跨導)，所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉換增益。

圖2 折疊混頻器的跨導級幾種結構

再來分析一下該結構的直流工作狀況， M1和M2的柵極加相同偏置電壓Vrfdc，假設Vt為MOS管的閾值電壓， Vovn為M1的過驅動電壓， Vovp為M2的過驅動電壓，則有：Vovn=Vrfdc-Vt， Vovp=Vdd-Vrfdc-Vt，所以 電源電壓 最小值 Vdd，min=Vovn+Vovp+2Vt。在0.18 μm CMOS工藝中， Vt典型值為500 mV，因此用反相器作為跨導電路的混頻器只適用于1 V以上的電源電壓。為了使混頻器能滿足更低的電壓，在M1和M2之間增加隔直電容Cd， M1和M2管偏置分開，如圖2(d)。這種結構稱為交流耦合互補跨導。假設Vrfdcn為M1的偏置電壓， Vrfdcp為M2的偏置電壓，則電源電壓的最小值Vdd，min=Vovn+Vovp+2Vt+Vrfdcp-Vrfdcn，可見，在Vrfdcn＞Vrfdcp時， Vdd，min比常規反相器更小，適用于更低的工作電壓。

1.3 性能分析

1.3.1 增益

假設本振信號LO為理想方波信號，則該混頻器(如圖1)的增益可表示為：gmn是M1和M2的跨導， gmp是M3和M4的跨導， R即負載電阻RL的值。因為開關管的漏極電流很小，所以負載電阻值可以適當增加，由式(1)知，混頻器的增益將隨之提高。值得注意的是，增大負載電阻值的同時必須保證節點A的直流電壓足夠使得M1和M2工作在飽和區。

1.3.2 噪聲系數

假設本振信號為理想方波信號，并考慮鏡像頻率的影響，噪聲系數的表達式[9]為

RS為源阻抗， RL為負載電阻值，系數γn對長溝道晶體管來說等于2/3，對于亞微米MOSFET， γn的值較大。由式(2)知，只要選擇合理的偏置電壓Vrfdcn、Vrfdcp和M1 ～M4的寬長比，噪聲系數隨著跨導的增加而減小。

1.3.3 線性度

如果節點A(見圖1)的電壓過高，開關管將會關斷。也就是說，如果M1和M3的電流很大， M1和M2的輸出端電壓也增大，這樣就會關斷開關管M7和M6或者M5和M8。開關管進入線性區，影響混頻器的線性度，所以降低節點A的電壓，并讓開關管遠離線性區[9]，即Vgs≈Vth，能提高混頻器的線性度。

2 電路仿真

該混頻器設計基于SMIC 0.18 μm標準CMOS工藝，用Advanced Design System軟件進行電路設計與仿真。電源電壓1.2 V；RF頻率為2.5 GHz，功率為-30 dbm；LO頻率為2.6 GHz，本振信號的電壓擺幅VLO=600 m Vpp。

圖3是三階交調點(IIP3)隨本振功率變化曲線，在本振功率為0 dBm時， IIP3達到最大值3.857 dBm。當本振功率大于或小于0 dBm時， IIP3都會急劇下降。圖4是噪聲系數(NF)和轉換增益(Conversion Gain)隨本振功率變化曲線，本振功率為-3 dBm時，噪聲系數達最小值4.982 dB，本振功率為-5 dBm時，轉換增益達到最大值11.23 dB。考慮到混頻器的整體性能，必須采取折衷，所以選擇本振功率為0 dBm，此時，噪聲系數為5.257 dB，轉換增益為9.787 dB。圖5是當本振功率為0 dBm時，噪聲系數隨輸出頻率變化曲線，噪聲系數隨著輸出頻率的增加不斷減小，在輸出頻率為100 MHz時，噪聲系數為5.257 dB。

圖3 IIP3隨本振功率變化曲線

圖4 NF與轉換增益隨本振功率變化曲線

圖5 NF隨輸出頻率變化曲線

圖6是該折疊混頻器的版圖，該版圖用Cadence Virtuoso Layout editor進行設計及優化。 RF輸入端的匹配網絡與IF輸出端的buffer都集成在了片內，版圖面積556 μm×966 μm。

圖6 折疊混頻器版圖

表1是本文設計的折疊混頻器整體性能的仿真結果，并與其他發表的論文做了比較，可以看出該混頻器具有高線性度，低噪聲的優點。

表1 混頻器性能總結與比較

3 總結

本文采用交流耦合互補跨導級成功設計了一種適用于低電源電壓下工作的折疊混頻器。仿真結果表明，該混頻器具有高線性度、低噪聲的優點。

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