基于SG3525的全橋變換器控制驅動電路設計

王松平，沈 鳳，時志蘋，朱慧博

（宿遷學院 計算機系， 江蘇 宿遷 223800）

直流變換器是一種應用電力半導體開關器件及電子技術對原始電能進行轉換、加工、調節的電子電路，它廣泛應用于電機拖動、不間斷電源、計算機、通信、航天等各個領域，成為各種電子設備和系統高效率、低功耗、安全可靠運行的關鍵。而各種直流變換技術中，PWM控制與驅動器集成電路是其核心和關鍵[1-2]。

電壓脈寬型控制芯片SG3525A以及高壓懸浮驅動芯片IR2113，以其工作穩定、外圍電路簡單，成為了比較理想的控制驅動芯片[3-4]。文章采用該兩種芯片設計了用以驅動全橋變換器中功率MOSFET的控制驅動電路，并在saber環境中搭建模型，進行仿真分析，驗證了設計的可行性。

1 變換器總體設計

圖1為全橋直流變換器的總體設計框圖，直流300 V輸入經過全橋高頻逆變后整流濾波輸出。輸出的采樣信號以及電路中的過壓過流保護信號送給控制芯片SG3525，用以控制PWM信號輸出，PWM信號再由IR2113專用控制芯片驅動逆變電路中開關管的通斷，從而達到控制輸出電壓的目的。文中對其中的SG3525控制模塊及IR2113驅動模塊的外圍電路的設計做了較為詳細的介紹。

2 主體電路設計

2.1 SG3525控制電路設計

圖2給出了SG3525的引腳圖[4]，其主要參數設計如下：

圖1 全橋變換器總體設計框圖Fig.1 The overall design of Full-bridge converter

圖2 SG3525引腳圖Fig.2 Overall design of Full-bridge converter

1）振蕩器振蕩頻率的確定

內部振蕩器的振蕩頻率主要取決于6腳外接的定時電阻Rt，5腳外接的定時電容Ct和放電電阻Rd（連接于7腳與5腳之間的電阻）的大小。它們的關系滿足公式：

2）死區時間的確定

死區時間不但與Rd有關，而且還與外接的定時電阻Rt有關。文獻[4]給出了Rd的最大取值和Rt的最小取值之間的關系曲線。

由于課題設計驅動全橋驅動的兩對開關管頻率為50 kHz，則PWM控制器SG3525振蕩頻率為100 kHz，現取Rt=4.7 kΩ，則依據文獻[4]中Rd和Rt關系曲線，Rd最大取值不能超過200Ω，現取100Ω，代入公式1則有：

得Ct≈2.實際取標稱值t

3）8腳外接軟啟動電容，該端到地所連接的電容可以決定該芯片的軟啟動時間，一般為1~10μF，現取2μF。

4）1腳為內部誤差放大器的反向輸入端，和2腳內部誤差同相輸入端所接的給定電壓比較，從而控制輸出PWM脈沖的寬度。實際應用時，2腳一般接給定基準，1腳接采樣信號。仿真設計時1腳采用VCVS來代替外接的電壓采樣信號，2腳接16腳引出的2.5 V分壓基準。

5）9腳為補償端，一般和內部誤差放大器反相端間接電容電阻，構成PI或PID控制器，這個參數的設計過程比較復雜，并且得依據實際經驗反復調試，此處不再多述。仿真電路外接 R=100 kΩ，C=2.2 μF。

6）10腳為外部控制端，該端輸入的控制信號為低電平時，PWM脈沖信號正常輸出；為高電平時，芯片內部工作被關斷，輸出的PWM信號為零，該端實際應用時，外接過流，過壓等保護輸入信號，仿真時接低電平。

7）11腳和14腳為兩路相位相差180度的輸出PWM驅動信號。

2.2 IR2113驅動電路設計

IR2113由低端功率晶體管驅動級、高端功率晶體管驅動級、電平轉換器、輸入邏輯電路組成，可以根據自舉原理工作或加一浮動電源工作，外圍電路簡單。且IR2113有比較完善的保護功能，當VCC或VS和VB之間電壓低于限定值時，欠壓自鎖會關斷柵極驅動。圖3給出了IR2113的典型應用。其中HIN和LIN為邏輯輸入電壓，HO和HI為兩路柵極驅動器的輸出端。圖3為其典型的驅動應用[5-6]。設計采用自舉工作方式，其中二極管和自舉電容是IR21l3在脈寬調制應用時應嚴格挑選和設計的元器件。二極管是一個重要的自舉器件，應能阻斷直流干線上的高壓，其承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。而芯片內高壓部分的供電都來自舉電容上的電荷，為保證高壓部分電路有足夠的能量供給，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小影響寬脈沖的驅動要求。應從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性等方面進行選擇，估算后調試而定。實際采用2.2μF。

圖3 IR2113典型應用Fig.3 Typical application of IR2113

3 仿真設計和仿真結果

由于課題所設計電路為全橋變換器，故采用兩片IR2113。HO和HI輸出分別驅動全橋對角的兩個MOSFET開關管。圖4為其在saber環境下的仿真原理圖。

仿真結果如圖5和圖6所示，圖5中上兩個波形a、b分別為仿真電路SG3525的兩路相位相反的驅動輸出信號，下面兩個波形c、d分別為高頻變壓器[7]副邊輸出和變換器最終的直流輸出。從圖中可以看出，驅動脈沖頻率約為48 kHz，占空比約為45%，死區時間約為2μs。

為了更進一步驗證SG3525的脈寬調制特性，現調整反饋電壓[8]，從圖6中可以清楚的看出，隨著反饋電壓（波形a）增大，驅動脈沖脈寬在隨之減小，從而縮短了開關管的導通時間達到反饋控制減小輸出電壓的目的。

圖4 仿真原理圖Fig.4 Simulation model

圖5 驅動及輸出電壓波形Fig.5 Drive waveform and output voltage waveform

圖6 輸出脈沖寬度調制波形Fig.6 Output pulse width modulate waveform

5 結論

文中依據SG3525和IR2113兩種芯片的工作特點，設計了用以驅動全橋變換器中功率MOSFET的控制驅動電路，并在saber環境中搭建模型，進行仿真分析，仿真結果驗證了參數設計合理，方案可行。

[1]姚雨迎.航天器多路精確穩壓DC-DC變換器數字控制研究[D].哈爾濱：哈爾濱工業大學，2009.

[2]黃雍俊，王劍，田聯房.新型非隔離負電壓DC/DC開關電源的設計與實現[J].電測與儀表，2011，48（8）：73-75.HUANG Yong-jun， WANG Jian， TIAN Lian-fang.Design and implementation of a new non-isolated negative voltage DC/DC switch power supply[J].Electrical Measurement&Instrumentation， 2011，48（8）：73-75.

[3]王水平，周培志，張耀進.PWM控制與驅動器使用指南及應用電路[M].西安：西安電子科技大學出版社，2004.

[4]王水平.MOSFET/IGBT驅動器集成電路應用集萃[M].北京：中國電力出版社，2010.

[5]李定宣.開關穩定電源設計與應用[M].北京：中國電力出版社，2006.

[6]趙衛東，黃銳，馮德仁.新型高壓直流電源的研制[J].電源技術，2011，35 （7）：819-821.ZHAO Wei-dong， HUANG Rui， FENG De-ren.Design of a novel high-voltage DC power supply[J].Chinese Journal of Power Sources，2011， 35 （7）：819-821.

[7]卞士朋，張重遠，李彥松.變壓器寬頻網絡參數測量方法的研究[J].陜西電力，2011（06）:30-33.BIAN Shi-peng，ZHANG Zhong-yuan，LI Yan-song.Research on broadband network parameters measurement of the transformer[J].Shaanxi Electric Power，2011（06）:38-42.

[8]鄒必昌，劉曄，李濤，等.含分布式發電的配電網重構蟻群算法研究[J].陜西電力，2011（09）:14-18.ZOU Bi-chang，LIU ye，LI tao，et al.Research into ant colony search algorithms for reconfiguration of distribution network with distributed generations[J].Shaanxi Electric Power，2011（09）:14-18.