基于IR2136智能功率模塊電路的設計*

張衛豐，王瑞春，王新中，謝 華

(深圳信息職業技術學院 電子通信技術系，廣東 深圳518029)

當前，功率電路的模塊化和系統集成技術已成為電力電子技術領域最重要的研究方向之一[1]。智能功率模塊IPM(Intelligent Power Module)即是系統集成模塊思想的體現之一[2]。IPM模塊是指專用于驅動和控制各種工業與民用、單相與三相電機的新型智能功率模塊，又稱為電機“逆變電源”。IPM將輸出功率元件和驅動電路、多種保護電路集成在同一模塊內，提高了系統整體性能及可靠性、降低了通態和開關損耗、縮小了體積并減少了系統成本。與傳統的分立元件相比，IPM模塊具有結構緊湊、體積小、功能完整和易于大批量生產的特點。由于馬達是現代各種自動控制系統的動力源，可以應用于變頻空調、變頻洗衣機、變頻冰箱等家用電器和變頻器、工業電機等的變頻調速中。因此，IPM模塊的市場非常廣泛。

本文在此背景下設計了一種基于IR2136[3]的IPM電路，并用PSpice軟件對所設計電路進行了仿真驗證。

1 IPM電路的組成及主電路設計

IPM電路組成如圖1所示，主要由功率電路(整流電路和逆變電路)和驅動電路組成。

圖1 IPM電路組成圖

1.1 IPM驅動電路的設計

驅動電路主要由IR公司的三相逆變器驅動器集成芯片IR2136組成。IR2136集成了6個MOSFET或IGBT高電壓柵極驅動器，并融合了多元化的保護功能，使系統成本比采用光耦解決方案降低了30%，是專為2 kW或以下的(110 V～360 V)輸入逆變器設計的，適用于交流感應、無刷直流或開關磁阻電機驅動。

圖1 中的 D7、D8、D9 和 C1、C2、C3 是自舉元件[3-5]，其所組成的自舉電路用來可靠地驅動高壓側IGBT柵極器件。如圖1所示，Vbs(IR2136 Vb和Vs管腳之間的電壓差)給集成電路高端驅動電路提供電源。該電源電壓必須在10～20 V之間，以確保驅動集成電路能夠完全地驅動IGBT柵極器件。IR2136驅動集成電路具有Vbs欠壓保護，當 Vbs電壓下降到一定值(典型值是 8.2 V)時，將關閉高端驅動輸出，這保證了IGBT不會在高功耗下工作。Vbs電源是懸浮電源，附加在 Vs電壓上(Vs通常是一個高頻的方波)。這種自舉技術的好處是簡單、低廉。電路的工作原理如下：當Vs被拉到地時(通過下端器件或負載)，15 V的Vcc電源通過自舉二極管(D)給自舉電容(C)充電，也即給Vbs提供一個電源。

(1)自舉電容參數的確定

自舉電容應該提供的最小電荷如下：

式中，Qg為高端器件柵極電荷，f為 IGBT開關工作頻率，Icbs(leak)為自舉電容漏電流，Iqbs(max)為高端驅動 IC的靜態電流，Qls為每個周期內電平轉換電路中的電荷要求。

自舉電容必須能夠提供最小電荷，并且保持其電壓穩定。否則Vbs將會有很大的電壓紋波，并且可能會低于欠壓值Vbsuv，使高端無輸出并停止工作。在設計時，Cbs電容的電荷應是最小值的二倍，最小電容值的計算如下：

式中，Vf為自舉二極管正向壓降，Vf為直流電源電壓；Vls為低端器件導通壓降。

(2)自舉二極管的設計

當高端開關管導通時，自舉二極管D將要承受整個母線電壓并且必須能夠阻止高壓。因此，對于單相整流而得到的300～400 V系統來說，D的額定值要達到600 V，并且應為快恢復二極管，以減小從自舉電容向電源Vcc的回饋電荷。如果電容需要長期儲存電荷時，高溫反向漏電流指標也很重要。二極管的額定電流值計算如下：

式中，Qbs由式(1)確定，f=15 kHz。

1.2 IPM的功率主電路設計

IPM功率電路[8]由二極管整流電路和IGBT三相逆變電路組成。整流二極管電壓額定值URRM、電流額定值IVDM及 IGBT額定電壓UCEP、額定電流IC分別計算如下：

式中，UAC為 220 V輸入交流電壓，KV為電壓波動系數，αV為安全系數，ΔUCE為線路雜散電感引起的尖峰電壓，αP為過電壓保護系數，αU為過電壓安全系數，IO為逆變器輸出電流，P為逆變器最大輸出功率。

按照上述設計原理，設計了1 500 W的IPM電路。交流輸入電壓為220 V，整流電路為單相橋式。電路的主要元器件參數如下：自舉電容為1 μF/25 V鉭電容，自舉二極管為快恢復MUR160，逆變橋IGBT開關管為IRG4IBC30KD，整流二極管為800 V/5 A的整流二極管。

2 仿真實驗

應用PSpice軟件對所設計電路進行了仿真：瞬態分析、步長5μs、終止時間為80μs、 觸發脈沖寬度20μs、脈沖周期40μs。圖2是其仿真結果波形。

通過對仿真模型中IR2136觸發脈沖進行參數調整，得到的仿真結果如圖2(a)、(b)、(c)所示。當輸入觸發脈沖幅值為3 V和5 V、輸入脈沖為低電平時，輸出端才有驅動信號輸出，且輸出的上開關管驅動波形幅值約為14.7 V。如果觸發脈沖太低，因輸出驅動波形性為高電壓(約14.7 V)，對開關管起不到控制作用。

圖2(d)是單脈沖調制時，逆變橋電路的一個橋臂上下開關管驅動波形及橋臂輸出波形。從圖中可以看出，上下橋臂的驅動是交互進行的，單脈沖調制時，一個橋臂的輸出電壓幅值就是整流器的輸出直流電壓(對本設計來說，是單相全橋整流電路，直流電壓值為310 V左右)，而柵極驅動電壓是最高電壓，要比橋臂輸出電壓高15 V左右。

當改變直流電壓源模型參數值時，仿真結果如圖2(e)、(f)所示。由圖可知，當欠壓鎖定的門限值為 9.3 V，將圖2(f)與圖2(a)比較，可以看出，雖然 9.3 V的直流電源能讓驅動芯片工作，但輸出驅動波形幅值已降至10 V以下，已不能可靠地驅動IGBT開關管。

圖2(g)為使能端工作及過流時的輸出驅動波形仿真結果。當過流時，即過流檢測端ITRIP的電壓高于0.5 V時，經過內部傳輸電路的延時，可靠地關斷輸出波形，保護 IGBT免遭損壞，經過外部 RC網絡 10 μs的傳輸延遲(本電路設計的延時為 10 μs，應用中可根據實際情況通過改變R10、C5的值來改變延時時間)，過流故障自動清除。同時從圖2(g)中可以看出，使能端低電平時，輸出驅動波形被封鎖。

而當觸發脈沖序列發生錯誤導致橋臂直通時，IR2136芯片內部防直通電路起作用，使上下開關管的柵極驅動信號全為低電平。圖2(h)為直通時的輸出驅動波形，由圖可知，在 30～40 μs和 70～80 μs 時間段，同一橋臂的上下觸發脈沖同時低電平有效，輸出驅動信號全為低電平，防止了直通的發生。

圖2 仿真波形

本文將系統集成思想應用于IGBT逆變電路，設計了一種基于IR2136為驅動電路的IPM電路。該電路集成了輸入欠壓、防直通、過流等保護功能。另外，應用自舉技術，實現了全橋驅動電路的單電源供電，不但結構簡單，還體現了系統集成思想。同時用PSpice軟件對設計電路進行了仿真，其結果與理論吻合，驗證了本文設計的正確性。

[1]LEE F C，WYK J D，BOROYEVICH D，et al.Technology trends toward a system-in-a-module in power electronics[J].Circuits and Systems Magazine， IEEE，2002， 2(4)：4-22.

[2]IWAMOTO H， MOTTO E， ACHHAMMER J， et al.New intelligent power modules for appliance motor control.APEC 2001， Sixteenth Annual IEEE， 2001(2)：1051-1056.

[3]WOOD P， BATTELLO M， KESKAR N， et al.Plug N driveTMapplication overview.International Rectifier Application Note AN-1044.

[4]AFTANDILIAN L， MANGTANI V， DUBHASHI A.Advances in powersemiconductors and packaging lead to a compact integrated power stage forAC drives [C].WESCON/97 Conference Proceedings， 4-6 Nov.， 1997：334-339.

[5]Tang Yiliang， Cui Wenjin， Xie Xiaorong， et al.80C196MC Microcontroller-based inverter motor control and IR2130 sixoutput IGBT driver[C].International Conference IEMD ′99，1999： 655-657.