饋電網絡對微帶天線陣列時域散射特性的影響

張雪芹 王均宏 李 錚

(1.防化研究院，北京 102205； 2.北京交通大學光波所，北京 100044)

1.引 言

由于微帶貼片陣列天線具有體積小、共形性好、可貼在載體表面而不占用額外空間等特點，已在火箭、導彈等高速飛行器的通信和探測系統中得到廣泛應用，也得到了越來越多的關注[1-2]。由于目標隱身的需要，希望能夠清楚地了解微帶貼片天線的散射具有哪些特性，因此,有不少文獻研究了微帶天線的散射特性。文獻[3]用矩量法計算了矩形貼片的散射，并同實驗結果進行了比較；文獻[4]研究了介質覆蓋層對于矩形貼片散射的影響；文獻[5]分析了同軸饋電的矩形微帶天線在脈沖照射時，阻抗以及電流密度的變化情況。通常情況下，天線饋電方式的不同將影響其散射場的能量和峰值及空間分布，如當偶極振子天線及其陣列饋電網絡端接50歐阻抗時，散射脈沖的峰值和能量都會明顯減小[6-7]。微帶天線的饋電方式對于散射場的影響不同于振子陣列天線，它有著自己的特殊性，對微帶天線陣列帶寬和增益也有明顯的影響[8]。本文分析了探針單獨饋電和微帶網絡饋電兩種情況對于微帶貼片陣列天線后向散射場的影響，結果表明：對于微帶陣列天線，普通的微帶饋電網絡不能用于減小脈沖的散射，必須進行一些特殊的設計。

2.天線結構和計算方法

2.1 天線結構

本文所研究的微帶天線陣列結構如圖1所示。幾何參數如下：貼片尺寸L×W=36.6 mm×26 mm，貼片之間的間距a=54.9 mm，b=54.6 mm，c=26 mm，d=36.6 mm，地板尺寸Ly×Lz=219.6 mm×187.2 mm，介質基片的厚度h=1.6 mm，相對介電常數εr=2.6.天線的中心工作頻率有兩個(對應于兩種饋電模式和極化方向)，分別為2.5 GHz(y方向極化)和3.3 GHz(z方向極化)。

圖1 微帶天線陣列結構示意圖

2.2 計算方法

3.探針分別饋電對散射場的影響

微帶貼片的輸入阻抗設計為50歐姆，經商用電磁場軟件分析，該矩形微帶貼片天線可工作于兩個頻點，即2.5 GHz和3.3 GHz，分別對應于不同的饋電位置和不同的主極化方向。2.5 GHz對應于主極化方向ρ=90°(電場平行于貼片的長邊)，ρ為極化角度，為電場與θ方向的夾角；3.3 GHz對應于主極化方向ρ=0°(電場平行于貼片的短邊)。在這兩個頻率點，天線的|S11|均小于-20 dB.用FDTD模擬探針饋電時，在每一貼片與地板間饋電點所在位置處加載50歐姆電阻。當g=10×109/s的高斯脈沖從θ=90°,φ=0°方向、以ρ=0°極化狀態入射時，天線陣列的后向散射波形如圖2(看412頁)所示。直覺上，接負載后貼片電流會減小，相應的散射場峰值應明顯降低，然而接負載后散射場的第一個峰值與沒有接負載時幾乎沒有區別。利用散射場分離算法，去掉地板的影響后得到圖3(看412頁)所示結果，對比圖2和圖3可以看出，原來圖2中的第一個很大的峰值主要是由地板的散射產生的，所以不會因為貼片是否接負載而變化；而去掉地板的影響后再考察圖2中的散射波形時發現，散射能量和散射波形峰值都有所減小，因為負載吸收了一部分能量。

圖4(a)為有限大地板微帶天線陣列的散射場頻譜圖，對應于圖2中的時域波形。從圖4(a)中不能清楚地看出貼片天線散射的頻譜特征。圖4(b)則是對應于圖3中的時域波形的頻譜圖，僅來自于貼片陣列的貢獻。從該圖中可以看出，由于主極化方向對應于工作頻率3.3 GHz，所以在3.3 GHz附近出現諧振，此時由貼片陣列產生的散射很強，可以與地板的散射相比擬，而接負載后由于負載的吸收作用使得散射強度大為減小。對比圖4(a)中的下陷峰和圖4(b)中的上升峰位置以及從圖4(a)中無貼片時的頻譜曲線可以看出：中心頻率處貼片的后向散射場與地板的后向散射場在正面入射時是相互抵消的。在圖4(b)中其他地方沒有下陷點是由于貼片不諧振，不能產生足夠的散射場以抵消地板的散射場。

(a) 整個陣列

(b) 分離出的貼片的貢獻圖4 微帶陣列散射場頻譜及分離出的貼片的貢獻(θ=90°， φ=0°， ρ=0°)

上面所討論的散射場結果是在入射脈沖極化方向為ρ=0°、與z軸平行的情況下得到的，因此，無論饋電點的位置對應于頻率2.44 GHz還是對應于頻率3.3 GHz，天線的散射脈沖的主頻率都在3.3 GHz左右。如果改變入射波的極化方向，令ρ=90°，則當入射波從θ=90°，φ=0°方向入射時，有限大地板微帶天線陣列的后向散射波形為正負峰值±0.3 V/m的脈沖信號，與圖2相似。利用散射場分離算法計算后也發現這一脈沖信號主要是來自地板的貢獻。去除地板和介質的散射后，分離出來的微帶貼片陣列的后向散射場在貼片接負載時峰值和能量都明顯減小，其散射場頻譜圖也表現出了與入射脈沖極化方向為ρ=0°時的散射場相同的特性，如圖5所示，但無論饋電點的位置對應于頻率2.44 GHz還是對應于頻率3.3 GHz，此時天線的散射脈沖的主頻率都在2.44 GHz左右。

圖5 極化方向ρ=90°時由微帶貼片陣列分離出的貼片的貢獻(θ=90°， φ=0°)

從以上分析發現，微帶天線陣列通過饋電探針并端接負載后，其后向散射場的振蕩拖尾大大減小，散射場的峰值和能量都有所減小，尤其是在諧振頻率附近，由貼片所產生的散射場峰值減小到了原來的1/4左右。并且從后向散射頻譜圖發現，當極化方向ρ=0°時貼片產生的后向散射場主要是由微帶貼片的窄邊諧振電流產生，諧振頻率為3.3 GHz，當ρ=90°時后向散射場主要是由微帶貼片的寬邊諧振電流產生，諧振頻率為2.44 GHz.不過，需要指出的是這里模擬的通過探針端接負載的方法實際上與同軸饋電網絡的情況還是有區別的，真正的同軸饋電網絡的情況與下一節的微帶饋電網絡的情況是一樣的。

4.微帶饋電網絡對散射場的影響

對于4×4的微帶陣列天線，利用微帶線饋電方式，同樣要求貼片呈現出50歐姆的輸入阻抗。經商用軟件分析得到它的窄邊微帶饋電結構示意圖如圖6所示，寬邊饋電方式與此類似。由于部分微帶饋線很窄，要求FDTD計算過程中選擇較小的網格尺寸。在窄邊饋電時，本文所選網格大小為：Δx=1.22×10-3，Δy=8.00×10-4，Δz=8.70×10-4，這樣所需內存超過了2G，因此，采用了計算機集群和并行FDTD算法[10]。為了分析準確，在分析過程中用到的所有計算結果都是在這一網格尺寸下得到的。

圖6 微帶饋電網絡結構圖

從探針饋電情況的分析得知：有限大微帶陣列天線的地板散射在陣列散射中占了主要部分，為了詳細分析微帶貼片陣列的散射情況，在計算和分析時都將總散射場減去了地板的影響。計算時入射脈沖的極化方向ρ=0°，高斯參數為g=10×109/s，脈沖入射方向為垂直于微帶陣列天線的方向，即θ=90°，φ=0°。圖7為微帶饋電網絡末端有無端接負載時、由貼片單獨產生的時域散射波形圖比較，從圖中發現兩者在前期沒有明顯的區別，但在后期有負載情況時的平均震蕩幅度要小些。從圖7的頻譜圖也發現，頻譜分量沒有明顯的變化。為了進一步分析，我們在每一個微帶貼片的微帶饋電處都直接接上50歐姆的負載，這與第3節探針饋電的情況類似，得到的后向散射場時域波形和頻譜圖如圖8所示。從中發現接負載后時域波形幅值減小，從頻譜圖上也能看出在3.3 GHz附近的幅值減小近一半。

圖7 饋電網絡末端有無端接負載時貼片單獨產生的時域散射波形和相應的頻譜

圖8 直接在各貼片窄邊接負載與否時的散射波形和相應的頻譜

關于饋電網絡末端端接負載和每個貼片單獨連接負載時散射場波形和頻譜不同的現象，可以從頻域阻抗和時域時延兩個方面加以解釋。如果微帶天線陣的饋電網絡末端端接負載，實際上是負載經過了幾段傳輸線后再與每個貼片連接。由于在很寬的頻帶內天線輸入阻抗與微帶饋線的特性阻抗都不匹配，所以當脈沖入射到貼片后，大部分能量直接散射回去，僅有小部分能量進入饋線并沿饋線傳輸到負載端，被負載吸收。如果沒有接負載，這部分能量將再次返回貼片輸入端并有一少部分再次經貼片輻射出去，但時間上延后。因此，從波形上看，前期類似于開路的情況，這在前面分析中已經看到了，而后期則因饋電網絡末端是否接負載而有所不同，接負載的情況后期波形幅度要小些，從圖7中可以看出來。但是，如果直接在每個貼片的饋電處直接接上負載，那么這一負載對所有的頻率分量都將產生損耗，而不像饋電網絡的情況那樣，大多數頻率分量的信號不能進去，只有能進饋電網絡的中心頻率附近的頻率分量才能在網絡末端產生損耗。所以單元上直接連接負載的陣列的散射場比不接或通過饋電網絡連接的情況要小得多。

從以上兩組圖可以看出，由于微帶線饋電屬于窄帶饋電，只在中心頻率附近能夠與貼片的輸入阻抗匹配，在其他頻段難以實現匹配，因此，對于頻譜較寬的入射脈沖起不到多大吸收能量減小散射的作用。所以窄帶饋電網絡天線陣列得到的脈沖散射波形與有沒有接負載關系不大。這也說明對于微帶陣列天線，普通的微帶饋電網絡不能用于減小脈沖的散射，必須要進行一些特殊的設計。

5.結 論

本文研究表明，有限大的微帶陣列天線的散射場主要是由地板產生的，并且微帶貼片陣列的諧振頻率與入射脈沖的極化方向有關，因此，不同的極化方向對應于不同峰值的散射頻譜。根據本文研究的探針和微帶兩種饋電方式下散射場的特性發現，對每個貼片單獨接負載時，單獨由微帶貼片陣列產生的后向散射場峰值和能量都大大減小；而對于采用饋電網絡饋電并在饋電網絡輸入端接負載時，對于頻譜很寬的入射脈沖則起不到多少吸收能量減小散射的作用，因為只在中心頻率附近貼片與饋電網絡實現阻抗匹配，只有其中與中心頻率對應的一小部分能量能夠傳輸到終端被吸收。

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