基于TMS320F28335實現(xiàn)矢量空間解耦的六相空間矢量脈寬調(diào)制*

陳 琳， 封 華， 潘海鴻， 黃海明， 黃炳瓊

(廣西大學機械工程學院，廣西南寧 530004)

0 引言

多相電機系統(tǒng)與傳統(tǒng)三相電機系統(tǒng)相比，具有運行可靠性高、轉(zhuǎn)矩脈動小、電機效率高、易實現(xiàn)低壓大功率輸出等優(yōu)點［1-3］，在大功率驅(qū)動領域有著廣闊的應用前景。

空間電壓矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)技術(shù)因其具有較低諧波輸出含量和較高母線電壓利用率等優(yōu)點，得以廣泛應用。多相電機SVPWM技術(shù)是多相電機驅(qū)動技術(shù)研究的重點。1993年，Gopakumar等［4］將用于三相的SVPWM控制方法直接推廣到六相SVPWM，得到傳統(tǒng)的六相SVPWM方法，該方法用扇區(qū)兩側(cè)相鄰的兩個最大矢量和零矢量合成參考矢量，產(chǎn)生的諧波電流大［5］;Hadiouche 等［6］提出分級、多相SVPWM方法，采用三個非零矢量和零矢量合成目標矢量，產(chǎn)生的諧波電流大;侯立軍等［7］把三相電壓統(tǒng)一調(diào)制技術(shù)運用到六相異步電機，該算法運算簡單，易于推廣到以三相組為子集的多相電機控制系統(tǒng);文獻［8］提出基于空間矢量解耦的SVPWM方法，使目標電壓矢量在發(fā)生能量交換的d-q平面內(nèi)合成，同時使輸出電壓矢量在一個周期內(nèi)零序諧波平面內(nèi)平均作用效果為零，有效抑制了廣義零序子空間中電流分量。該方法目前理論上較理想，但算法復雜、運算量大，不易推廣［5，9-10］。

依據(jù)矢量空間解耦多相SVPWM算法原理，以雙Y相移30°的六相永磁同步電機為研究對象，提出了一種采用TMS320F28335數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor，DSP)作為功率驅(qū)動器主控芯片，實現(xiàn)矢量空間解耦的SVPWM方法。采用求零序平衡矢量的方法求矢量作用時間，推導出ePWM模塊控制規(guī)律;搭建試驗平臺，實現(xiàn)矢量空間解耦的六相SVPWM控制方法。

1 矢量空間解耦的六相SVPWM控制的基本原理

圖1是六相電壓源逆變器驅(qū)動雙Y相移30°永磁同步電機示意圖。圖1中，A、C、E和B、D、F分別為電機內(nèi)部兩套Y繞組，它們在空間上相差30°電角度，需要六相逆變器驅(qū)動。與六相逆變器64個開關(guān)狀態(tài)對應，在電機空間有64個開關(guān)狀態(tài)矢量，采用矢量空間解耦變換，將64個開關(guān)狀態(tài)矢量投影到三個相互正交的子空間:d-q子空間、z1-z2子空間和o1-o2子空間。由雙Y相移30°電機矢量空間解耦數(shù)學模型［11］可知，電機內(nèi)部機電能量轉(zhuǎn)換發(fā)生在d-q子空間內(nèi)，在其他子空間內(nèi)只產(chǎn)生諧波電流。因而在各脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)周期內(nèi)，用矢量空間解耦的六相SVPWM方法，在d-q子空間內(nèi)合成參考電壓矢量。由于在z1-z2子空間合成參考電壓矢量的平均電壓作用效果為零，從而達到抑制定子繞組諧波電流的目的［8］。在一個PWM周期內(nèi)，選取d-q子空間最大矢量和零矢量合成參考電壓矢量，如圖2所示。在d-q 子空間扇區(qū) 2，選取扇區(qū)兩側(cè) U49、U48、U56、U60四個大矢量和零矢量合成參考矢量U，并定義U49、U48、U56、U60和零矢量作用時間依次為 T1，T2，T3，T4和T0，采樣周期(PWM周期)為Ts，則根據(jù)伏秒平衡，在d-q子空間、z1-z2子空間有式(1)和式(2)。

圖1 電壓源逆變器驅(qū)動雙Y相移30°PMSM示意圖

圖2 開關(guān)狀態(tài)矢量選擇

根據(jù)零序平衡矢量［9］方法，按式(3)求出式(1)、式(2)中矢量作用時間 T1，T2，T3，T4和 T0。

Udc——直流母線電壓;

θ——參考矢量與扇區(qū)下邊界矢量夾角，θ∈[0 ，π/6]。

在一個PWM周期內(nèi)，四個非零矢量若采用逆時針順序依次作用，則在扇區(qū)1、2、5、6、9和10內(nèi)有橋臂PWM波形出現(xiàn)兩個脈沖，這不利于控制波形輸出［10］。為此，通過調(diào)整矢量作用順序，使一個采樣周期內(nèi)各橋臂功率管只開關(guān)一次，12個扇區(qū)矢量作用順序調(diào)整后的結(jié)果如表1所示。

表1 12扇區(qū)矢量作用順序表

2 六相電機SVPWM控制

TMS320F28335片內(nèi)6個ePWM模塊同步工作時能夠輸出6對互補PWM信號，能夠?qū)崿F(xiàn)雙Y相移30°永磁同步電機全橋控制。

2.1 ePWM模塊控制規(guī)律推導

由表1可知，12個扇區(qū)的PWM輸出波形均為不對稱PWM波形，因而ePWM硬件模塊計數(shù)方式選擇連續(xù)遞增模式。此外，根據(jù)表1中12個扇區(qū)矢量作用時間的順序，將其分為兩類:T0/4、T2、T1、T0/2、T4、T3、T0/4;T0/4、T1、T2、T0/2、T3、T4、T0/4。因此，在矢量作用時間轉(zhuǎn)換為比較值時，也分兩種情況考慮，以扇區(qū)1和扇區(qū)3為例，對這兩種情況進行分析(見圖3)。

圖3 矢量作用時間與比較值轉(zhuǎn)換

6個ePWM硬件模塊需選擇合適的比較值以確定各相PWM波形的上升沿和下降沿時間。以PWM1波形為例，根據(jù)圖3(a)，按照式(4)計算Ton1、Ton2、Ton3、Ton4、Ton5、Ton6，上升沿時間對應比較值Ton1，下降沿對應比較值Ton6。因而選擇ePWM1模塊比較寄存器CMPA、CMPB的比較值分別為Ton1、Ton6。其他5路同理。

同理，由圖3(b)按照式(5)可得到第二類的6個ePWM模塊比較寄存器比較值選擇。

根據(jù)分析，歸納出12扇區(qū)比較值計算公式選擇(見表2);12扇區(qū)PWM波形對應ePWM模塊控制規(guī)律如表3、表4所示。表中，CMPA、CMPB分別對應ePWM模塊中比較寄存器A、B的比較值。

表2 12扇區(qū)比較值計算公式選擇

2.2 矢量空間解耦六相SVPWM算法

根據(jù)表 2～表 4，按照圖 4所示流程，在TMS320F28335中實現(xiàn)矢量空間解耦六相電機SVPWM算法的具體步驟如下。

表3 1～6扇區(qū)ePWM模塊控制規(guī)律

表4 7～12扇區(qū)ePWM模塊控制規(guī)律

圖4 實現(xiàn)SVPWM算法流程圖

(1)扇區(qū)判斷:根據(jù)參考電壓矢量(Uα，Uβ)進行扇區(qū)判斷，確定扇區(qū)號N，求Uβ/Uα反正切值、計算出參考電壓矢量與d軸正軸所成的角度，按12個扇區(qū)不同角度范圍確定參考電壓矢量所在扇區(qū)號N，同時求出參考矢量與扇區(qū)下邊界矢量夾角θ。

(2)開關(guān)狀態(tài)矢量作用時間計算:根據(jù)式(3)計算扇區(qū)內(nèi)矢量作用時間 T1、T2、T3、T4和 T0。

(3)扇區(qū)內(nèi)矢量作用時間轉(zhuǎn)換為比較值:根據(jù)扇區(qū)號N，依據(jù)表2選擇對應公式計算出比較值 Ton1、Ton2、Ton3、Ton4、Ton5和 Ton6。

(4)根據(jù)扇區(qū)號N和推導出的ePWM模塊控制規(guī)律，選擇確定ePWM模塊比較寄存器比較值，進而實現(xiàn)12路PWM波形輸出。

3 試驗驗證與分析

3.1 試驗平臺

根據(jù)試驗系統(tǒng)框圖，搭建試驗平臺。TMS320F28335開發(fā)板作為功率驅(qū)動器的主控單元。在CCS 3.3環(huán)境下設置 TMS320F28335的CPU時鐘為 150 MHz，GPIO0-GPIO11引腳為PWM輸出，采樣周期Ts為200 μs，主中斷為ePWM1模塊的計數(shù)器的值為零時觸發(fā)中斷，矢量空間解耦SVPWM算法(見圖4)在主中斷服務程序中執(zhí)行。每個PWM周期內(nèi)控制程序按照ePWM模塊控制規(guī)律更新ePWM模塊比較值，最終實現(xiàn)矢量空間解耦六相SVPWM波形的實時輸出。

3.2 試驗結(jié)果與分析

(1)采用邏輯分析儀觀測PWM控制波形。試驗參考電壓 Uα=100 V、Uβ=60 V，按式(3)計算矢量作用時間(T1、T2、T3、T4和 T0)，通過邏輯分析儀觀測不同扇區(qū)的PWM輸出(見圖5)。圖5(a)為扇區(qū)1的PWM波形輸出，6路波形邏輯關(guān)系與圖3(a)相同;圖5(b)為扇區(qū)3的PWM輸出，6路波形邏輯關(guān)系與圖3(b)相同，這表明TMS320F28335的ePWM模塊可實現(xiàn)矢量空間解耦的六相SVPWM控制波形。圖5(c)為輸出6對帶有死區(qū)的互補PWM波形，符合六相逆變器全橋控制要求［12］。

(2)六相SVPWM開環(huán)系統(tǒng)試驗:設定f*=100 Hz，=0，=100 V，低通濾波電路中R=40 kΩ，C=10 nF，死區(qū)時間設置為6.4 μs，通過示波器觀測到的輸出波形如圖6所示。圖6(a)為a相橋臂互補控制信號，檢測到有6 μs的死區(qū)時間;圖6(b)為a相橋臂濾波前、后的波形信號;圖6(c)為a相和c相波形信號，a相超前c相3.44 ms，即a相超前c相約124°，比理論值120°略大;圖6(d)為a相與b相波形信號，a相超前b相800 μs，即 a 相超前 b 相約 29°，比理論的 30°略小。上述試驗結(jié)果表明，由TMS320F28335作為功率驅(qū)動器主控芯片，能夠輸出符合雙Y相移30°永磁同步電機驅(qū)動要求的PWM控制波形信號。圖6(e)為線電壓控制信號波形，是a相波形與c相波形的差信號波形，可見為正弦波形。圖6(f)為a相波形經(jīng)快速傅里葉變換得到頻譜圖，從圖中可以看出波形信號主要頻率成分為基波和3次諧波，5、7次諧波成分被抑制，表明z1-z2空間諧波電壓得到控制，達到抑制電機諧波電流目的，這與矢量空間解耦算法的效果相符合。

圖5 邏輯分析儀的試驗結(jié)果波形

4 結(jié)語

圖6 示波器試驗結(jié)果波形

根據(jù)矢量空間解耦的多相SVPWM控制原理，提出采用TMS320F28335作為功率驅(qū)動器主控芯片，解決多相電機驅(qū)動控制算法復雜、計算量大等問題。通過研究TMS320F28335電機控制外設模塊ePWM模塊的特點，以雙Y相移30°PMSM為研究對象，運用矢量空間解耦控制原理推導出ePWM模塊控制規(guī)律，并在TMS320F28335開發(fā)板上實現(xiàn)了矢量空間解耦的六相SVPWM控制方法。試驗結(jié)果一方面證實TMS320F28335作為主控芯片，易于實現(xiàn)復雜的矢量空間解耦多相SVPWM算法，其輸出的多路PWM波形能夠滿足雙Y相移30°的永磁同步電機驅(qū)動要求;另一方面表明矢量空間解耦算法可有效抑制電壓諧波空間的5、7次諧波，達到抑制諧波電流的目的，這便于將矢量空間解耦的SVPWM方法進行推廣。

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