三電平雙PWM變頻器綜合控制策略

張穎超 趙爭鳴 馮 博 魯 挺 金麗萍

（1.清華大學電機系電力系統國家重點實驗室 北京 100084 2.重慶通信學院電力工程系 重慶 400035）

1 引言

相對于傳統的由二極管整流器構成的交-直-交變頻器，雙PWM變頻器具有能量雙向流動、網側電流正弦等優點，在牽引、礦井、風力發電等大功率電力電子傳動場合將得到廣泛的應用[1-2]。此外，與傳統的兩電平變換器相比，中點鉗位三電平變換器由于具有獨特的優勢，成為高壓大容量應用場合的研究熱點之一[3-4]。因此，基于三電平技術的雙PWM變頻器不僅能夠實現四象限電動機驅動，而且同時具有器件承壓低、開關頻率低、輸出諧波小等三電平變換器的優點。

直流母線電容是影響交-直-交變頻器成本、體積、可靠性的主要器件之一，而母線電壓可控是雙PWM變頻器的優點之一。因此，如何盡可能地提高直流環節動態響應性能，以減小直流母線電容對雙PWM變頻器有著重要的意義。文獻[5-7]將負載（電動機）側有功電流反饋回給網側整流器的有功電流控制環。文獻[8-9]采用主-從控制的思想以維持網側和負載側的瞬時功率平衡。文獻[10]采用直接控制電容電流的思路，將母線電容電流近似控制為零。這些方法各有其優勢，也均能取得一定的效果。但總體來講，上述方法有一個共同點，即前端的PWM整流器的控制都采用基于電壓定向控制（Voltage Oriented Control，VOC）的直接電流控制策略。受控制策略本身限制，這些方法的直流環節動態性能改善余地有限。此外，上述大部分方法均是基于兩電平拓撲結構的雙PWM變頻器。

本文提出一種新型三電平雙PWM變頻器綜合控制方法，從兩個方面提高了直流環節的動態響應。其一是前端PWM整流器采用固定開關頻率直接功率控制（Direct Power Control，DPC）策略。該策略基于SVPWM，實現了固定開關頻率下對網側有功和無功功率的直接控制。此外，將逆變器-異步電動機側的功率直接反饋給前端整流器的功率控制環，從而進一步抑制了由于電動機工作狀態突變引起的母線波動。實驗結果表明，新型控制策略能夠有效提高系統直流環節的動態響應性能，使得進一步減小直流母線電容成為可能。

2 電路拓撲及功率平衡模型

圖1給出了中點鉗位三電平雙PWM變頻器簡化電路拓撲結構，可以將其分為三個部分：網側整流回路、直流回路及電動機側逆變回路。

圖1 三電平雙PWM變頻器簡化拓撲Fig.1 Simplified topology of the three-level NPC based dual-PWM converter

在單位功率因數下，網側整流回路的輸入功率為

電動機側逆變回路的輸出功率為

式中ed，id——d-q坐標系下網側電壓和電流的d

軸分量；

usd，usq——d-q坐標系下電動機定子電壓d、q

軸分量；

isd，isq——d-q坐標系下電動機定子電流的d、

q軸分量。

忽略開關橋路及器件損耗，可以認為

式中pcap——直流母線電容功率。

式（3）中，電動機側逆變回路的輸出功率pinv由負載的運行狀態決定，prec由整流橋的控制決定。理想情況下，如果能夠控制prec隨pinv的變化而實時變化，則pcap為零。

3 三電平雙PWM變頻器控制策略

對于雙PWM變頻器而言，直流母線電壓由前端整流器控制。因此，整流器的控制策略對直流環節的動態響應起著決定性作用。相對于傳統的VOC策略，近年出現的直接功率控制（DPC）具有更好的動態性能[11-13]。此外，傳統的整流-逆變獨立控制下的雙PWM變頻器，電動機狀態的突變首先引起母線電壓的波動，此后整流器根據母線波動調節網側功率。因而母線電容必須足夠大以緩沖網側整流回路和負載側逆變回路能量分布的不平衡。而如果能將負載側功率的變換提前反饋給整流器的功率控制環，則能有效提高系統直流環節的動態響應性能。據此，本文提出如圖2所示的新型三電平雙PWM變頻器控制策略。

圖2 三電平雙PWM變頻器綜合控制策略Fig.2 Integrated control scheme for three-level NPC based dual-PWM converter

3.1 三電平PWM整流器DPC_SVM策略

圖2 上半部分給出了三電平PWM整流器固定開關頻率直接功率控制策略（DPC_SVM）。該策略基于SVPWM，和VOC不同，其內部為功率控制環，通過PI調節器實現對有功和無功功率的直接控制。采用前饋的方式能夠實現有功功率和無功功率的解耦，簡化的有功功率控制環如圖3所示。圖中Ls和Rs分別是網側電抗器的等效電感和電阻；Ti=Kp/Ki，Kp和Ki分別是PI調節器比例和積分增益；Ts為系統采樣周期；KPWM是橋路PWM等效增益。文獻[14]詳細介紹了DPC_SVM控制策略的原理。

圖3 簡化的有功功率環控制框圖Fig.3 Simplified block diagram of active power control loop

3.2 三電平逆變器-異步電動機IFOC策略

三電平逆變器-異步電動機閉環控制的研究工作開展較早。本文采用如圖2下半部分所示的間接磁場定向控制（IFOC）[15]。異步電動機定子電流的勵磁（isd）和轉矩（isq）分量分別由PI調節器構成閉環，保證了電動機良好的動、靜態性能。脈寬調制同樣采用三電平SVPWM策略。

3.3 輸出功率反饋補償

受功率電路響應延遲及數字控制延遲的影響，異步電動機工作狀態的突變會引起母線電壓的波動。為減小系統響應延遲，本文采取輸出功率反饋補償策略，如圖2中虛線部分（輸出功率參考計算）所示。在這種情況下，前端PWM整流器能夠及時調節網側輸入功率，以提前與電動機側逆變回路功率相匹配，避免更多的能量通過母線電容來交換，從而有效提高母線電壓抗負載側功率突變擾動的能力。下文中將詳細分析該環節的補償性能。

3.4 中點電位的平衡

中點電壓的平衡是三電平拓撲在應用中必須注意的問題，否則可能導致開關器件及直流側電容承受過高電壓而損壞。基于SVM的中點平衡控制研究已有很多成果[16]。其中，通過調整具有冗余關系的小矢量來補償中點電位偏差的方法簡單有效。在三電平變換器中，具有冗余關系的小矢量對中點電位的影響是互反的。利用這一關系，通過檢測交流側電流判斷出中點電流方向，并根據中點電位的偏移，在SVM中調整冗余矢量和矢量序列可有效保證中點電位的平衡。

4 功率響應延遲及母線電壓波動分析

4.1 輸入功率響應延遲

由圖3可以得到網側整流回路有功功率控制環的閉環傳遞函數為

通常控制系統的PWM采樣頻率較高，即Ts比較小。因此式（4）中二次項可以被忽略掉，進一步簡化為一階系統為

式中，Tdr為輸入有功功率傳遞函數的延遲時間常數。Tdr和PI調節器比例系數Kp成反比，與交流側電感成正比（Ti=Ls/Rs）。因此，通過增加PI調節器的比例系數Kp、減小交流側電感量Ls，能夠縮短系統延遲時間。但是，過大的Kp會導致系統的不穩定，而過小的Ls則會使網側電流波形變差。

4.2 輸出功率響應延遲

如圖2所示，三電平逆變器-異步電動機IFOC控制系統內部為兩個電流環分別控制定子電流的轉矩和勵磁分量。其d（q）軸電流環傳遞函數為[17]

式中Kps——d（q）軸電流環PI調節器比例增益；

L1s——定子電感；

σ——漏磁系數；

Tdi——定子電流傳遞函數的延遲時間常數，

同樣認為PWM環節的采樣頻率足夠高，則可以近似電壓的參考值與實際值相等，即

將式（6）、式（7）代入式（2），得到

可以看出，在忽略橋路損耗的情況下，逆變器-異步電動機系統功率傳遞函數的延遲時間常數為Tdi。

4.3 母線電壓波動分析

假設三電平雙PWM變頻器上下母線電壓處于平衡狀態，且電容容量相同。即Vdc1=Vdc2=Vdc/2，Cd1/2=Cd2/2=Cd，則

式中，Vdc（0）和Vdc（t）分別是直流母線電容初始時刻和t時刻電壓值。即母線電壓的波動為

假設初始時刻系統處于穩態，電容電壓初始值Vdc（0）即為穩態時母線電壓值，于是

代入式（10）并求平方得

相對于Vdc，ΔVdc（t）比較小，忽略其平方項，式（12）簡化為

將式（13）代入式（9）并進行拉普拉斯變換得到

按照圖2給出的DPC_SVM控制框圖，電壓外環首先采樣母線電壓，得到與參考電壓之間的誤差，用一階慣性環節等效系統采樣、保持環節，有

式中Tdc——采樣環節的時間常數。

對于整流、逆變獨立控制下的三電平雙PWM變頻器，母線電壓的誤差經過PI調節器直接得到輸入有功功率的參考值，即

式中Kpdc，Kidc——電壓環PI調節器的系數。

綜合式（5）、式（8）、式（14）～式（16）可以得到在考慮采樣、調節等各個環節延遲時間的情況下，母線電壓波動和系統輸出功率之間的傳遞函數結構框圖如圖4所示。

圖4 整流、逆變獨立控制下母線電壓波動模型Fig.4 Model of the dc bus voltage fluctuations under individual control for rectifier and inverter

據此，得到母線電壓波動和輸出功率指令之間的傳遞函數如下：

通常在設計雙PWM變頻器時，可以取Tdr=Tdi，所以式（17）零極點抵消得到

從式（19）可以發現：雙PWM控制系統中各個環節的采樣保持、調節延遲是造成母線波動的主要原因。因此，采用如圖2虛線框所示的輸出功率前饋補償方法，能夠使得整流環節提前預知負載的變化，及時調整網側整流回路的瞬態能量與負載側瞬態能量相平衡。從而不經過直流環節或盡量減輕直流環節的調節負擔。按照該方法，母線電壓波動模型變化為圖5所示。

圖5 整流、逆變綜合控制下母線電壓波動模型Fig.5 Model of the dc bus voltage fluctuations under integrated control for rectifier and inverter

進而得到其傳遞函數為

選擇合理的控制系統參數，做出式（19）和式（20）的伯德圖和沖激響應如圖6所示。

圖6 兩種控制方式下傳遞函數伯德圖和沖激響應Fig.6 Bode diagram of transfer functions and impulse response of the two control methods

由于電動機工作狀態變化的時間尺度相對比較大，因此傳遞函數性能主要決定于低頻段。從圖6a所示的幅頻曲線上可以看出，采用綜合方法，系統增益明顯減小，即母線電壓的波動對輸出功率的敏感度降低，輸出功率變化引起的母線波動幅度變小。圖6b為系統沖激響應曲線，沖激響應結果同樣驗證了上述分析的正確性。綜上所述，采用綜合控制策略后，能夠有效抑制母線電壓的波動幅度。

5 實驗結果

在基于IGBT的三電平雙PWM變頻器實驗平臺上對控制策略進行了實驗。變頻器負載為由一異步機和直流機組成的機組，其中直流機由四象限直流調速器6RA70控制，實現能量的雙向流動。控制平臺以數字信號處理器（DSP）TMS320F2812和復雜可編程邏輯器件（CPLD）EPM7256為核心，完成核心控制算法以及PWM脈沖產生、死區及最小脈寬等功能。數字功率計（WT1600）、錄波儀（DL750）和計算機完成數據采集分析。實驗裝置主要參數見下表，為考察控制算法在大容量場合下的性能，系統采樣和IGBT的開關頻率較低。

表 實驗裝置參數Tab.Parameters of experimental set-up

圖7 實驗結果Fig.7 Experimental results

圖7 給出了系統實驗結果。其中圖7a為前端整流器DPC_SVM穩態實驗結果。波形分別為變頻器交流側相電壓va、電流ia以及整流橋交流側線電壓（vab）波形。相電壓中的高次諧波是由實驗系統中的調壓器引起的，穩態時用橫河數字功率計WT1600測試系統功率因數約為0.998。

圖7b給出了后端逆變器-異步電動機IFOC實驗結果。異步電動機轉速由-1200r/min階躍為零，再由零階躍為1200r/min的情況下，逆變橋線電壓（usasb）、定子電流（isa）以及電動機轉速（n）的波形。

圖7c、圖7d給出了系統能量雙向流動波形。其中圖7c為電動機由電動狀態突變為發電狀態下網側相電壓ea、電流ia以及電動機定子電流isa的波形。異步電動機工作狀態的突變通過6RA70控制直流機實現。圖7d是與圖7c相反的運動過程。可以看出系統實現了能量雙向流動，且功率因數始終保持較好。

為全面比較綜合控制策略性能，按照相同的控制參數，在同一實驗裝置上分別完成了三電平雙PWM變頻器VOC-IFOC獨立控制、DPC_SVM-IFOC獨立控制以及DPC_SVM-IFOC綜合控制實驗，三電平PWM整流器VOC控制策略可參考文獻[13]。圖7e、圖7f及圖7g給出了相應實驗結果。實驗中通過突然啟動和斷開6RA70，給變頻器突加和突減約2.3kW的負載，以引起母線電壓波動。其中圖7e為變頻器在VOC-IFOC獨立控制下的實驗波形，分別為網側相電壓ea，相電流ia，電動機定子電流isa以及直流母線電壓Vdc。可以看出，在VOC-IFOC獨立控制下，直流環節的動態響應并不理想，電動機工作狀態的突變會引起母線電壓的較大波動（約60V）。

圖7f給出了DPC_SVM-IFOC獨立控制下的實驗結果。可以看出，前端整流器在DPC_SVM控制下，系統動態響應性能得到了一定程度的提高，電動機狀態的突變引起約45V的母線電壓波動。

圖7g給出了DPC_SVM-IFOC綜合控制下的實驗結果。可以看出，在綜合控制下，電動機狀態的突變引起的母線電壓波動減小為約25V。

6 結論

直流母線電容是影響雙PWM變頻器系統成本、體積、可靠性的主要元件，特別是在高壓大容量的應用場合。本文通過采用新型三電平PWM整流器控制策略（DPC_SVM），并引入輸出功率前饋補償環節的方法，顯著提高了三電平雙PWM變頻器直流環節的動態響應性能。理論分析和實驗結果證明了該方法的有效性，直流母線電容可以得到一定程度的減小。

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