半周控制雙Buck-Boost單級逆變器

嵇保健 洪 峰

（1.南京工業大學自動化與電氣工程學院 南京 210009 2.南京航空航天大學信息科學與技術學院 南京 210016）

1 引言

對于交流輸出的太陽能和風力發電裝置而言，逆變器是必需的組成部分。傳統逆變器拓撲幾乎都可以歸結為Buck型降壓式變換器結構[1]，為保證逆變器正常工作，要求逆變器直流側母線電壓必須大于輸出電壓峰值，否則，將導致輸出電壓波形畸變。這就給逆變器的前級電路提出了高的要求，要求它必需能輸出幅值滿足要求的穩定直流母線電壓。

另一方面，在各種太陽能和風力發電裝置中，逆變器的前級為DC-DC變換器。受自然條件的限制，太陽能電池板或風機輸出的功率和電壓變動范圍很寬廣，DC-DC變換器普遍采用各種最大功率點跟蹤算法（MPPT），以最大程度地捕獲輸入功率，其輸出即直流母線電壓并不穩定，仍具有大的變動范圍。

同時，參考文獻[1-2]指出：DC-DC直直變換器＋DC-AC逆變器的兩級式結構增加了系統復雜性、加大了開銷、增大了整機體積重量、不利于提高整體的功率變換效率。希望得到一種寬范圍電壓輸入的單級逆變器，特別是在直流側母線電壓低于輸出電壓時也能正常實現升壓逆變的單級逆變器。

目前，單級逆變器均可歸結為采用 DC-DC 變換器組合得到。基本 DC-DC 單管拓撲均只能實現電壓的單極性變換，要實現 DC-AC 所需的電壓雙極性變換，需采用兩個 DC-DC 基本電路拓撲來進行組合[3-4]。參考文獻[5-8]即采用兩個 Buck-Boost 電路按輸入端并聯，輸出端串聯進行組合，對其輸出電壓做差來得到極性有正有負的交流正弦輸出，從而實現了單級升壓逆變。隔離型的 Buck-Boost 逆變器即文獻[9-12]提出并研究的反激逆變器，采用兩個反激變換器在輸出端串聯組合得到。本文將以上結構統稱為串聯組合方式。此外，參考文獻[13-14]則采用前級升壓電路，后級全橋的組合來構建Buck-Boost 逆變器，實際上仍然是兩級的結構。參考文獻[15-16]則通過在全橋結構前增加特殊的Z-source 網絡實現了三相 Buck-Boost 逆變。

近年來出現的雙 Buck 逆變器[17-18]則采用兩個DC-DC基本電路拓撲（Buck電路）在輸出端并聯組合得到[21]。本文將其稱為并聯組合方式。單個Buck 電路單元只在一半的輸出電流周期內工作。即前半個周期 Buck 電路 1工作，Buck 電路 2不工作，提供正極性輸出電流；后半個周期 Buck 電路 2工作，Buck 電路 1不工作，提供負極性輸出電流。本文將這種控制策略稱為半周控制。半周控制的雙 Buck 逆變器，工作電流僅通過單個 Buck電路單元，流經的功率器件少，相對串聯組合方式下工作電流必然流經兩電路單元，并聯組合方式有利于降低損耗，提高變換效率。雙 Buck 逆變器取得了高變換效率[17-20]，但由于 Buck 電路只能降壓，不能實現單級升壓逆變。

采用兩個Buck-Boost 電路按輸出端并聯進行組合，并應用半周控制策略，即為本文提出的半周控制雙 Buck-Boost 單級逆變器，成功地實現了單級升壓逆變，并取得良好效果。

2 雙Buck-Boost單級逆變器工作原理

圖1為本文提出的雙Buck-Boost單級逆變器電路拓撲。圖中標出了MOS型功率器件的體二極管。S1～S4均為由MOSFET的漏極和功率二極管陰極串聯得到的單向開關（也可由MOSFET的源極和功率二極管陽極串聯得到），具有電壓雙向阻斷，電流單向流動的能力。L1、L2為儲能電感；C1、C2為直流側均壓電容；Cf為輸出濾波電容；R為負載阻抗。記直流側母線電壓大小為2Ud；記P點電壓即輸入正母線電壓為uP；N點電壓即輸入負母線電壓為uN，有uP=-uN=Ud；記單向開關S1～S4的驅動信號分別為v1～v4；電感L1和L2的電流分別為iL1和iL2，電感電流iL=iL2-iL1，又有iL=io+iC。io為輸出電流（負載R電流），iC為濾波電容Cf電流，重載時，有io≥iC，iL≈io。

圖1 雙Buck-Boost單級逆變器電路拓撲Fig 1 Topology of dual Buck-Boost inverter

圖1 中由S1、S3、L1和Cf構成的Buck-Boost電路1，是一個單向直-直變換器，可進行反極性電壓變換，流過從輸出側到A點的單向電流，即在以輸出電壓uo為縱坐標，電感電流iL為橫坐標的坐標系中，工作于第3象限；由S2、S4、L2和Cf構成的Buck-Boost電路2，是一個單向直-直變換器，可進行反極性電壓變換，可流過從B點到輸出側的單向電流，即在以輸出電壓uo為縱坐標，電感電流iL為橫坐標的坐標系中，工作于第1象限。剩余的第2、4象限，不是Buck-Boost電路1或Buck-Boost電路2單獨工作能夠完成的，需要兩個Buck-Boost電路同時工作。雙Buck-Boost單級逆變器工作象限分布如圖2所示。

圖2 雙Buck-Boost單級逆變器工作象限Fig.2 Working quadrant of dual Buck/Boost single-stage inverter

圖3 雙Buck-Boost單級逆變器工作模態Fig.3 Working modes of dual Buck-Boost inverter

下面結合圖3和圖4來敘述雙Buck-Boost單級逆變器的具體工作原理。圖3為雙Buck-Boost單級逆變器的工作模態。圖4為雙Buck-Boost單級逆變器各種負載條件下的仿真波形。空載時，輸出電流即為濾波電容電流iC，輸出電流超前輸出電壓90°，因而輸出電壓正半周上升段即輸出電流、電壓坐標的第1象限；輸出電壓正半周下降段即第2象限；輸出電壓負半周上升段即第3象限；輸出電壓負半周下降段即第4象限；如圖4a所示。

（1）第1象限：Buck-Boost電路2工作，Buck-Boost電路1不工作，uo＞0、iL＞0；單向開關S2PWM調制，S4驅動v4同S2驅動v2互補；S1、S3截止。此時電路包括兩個工作模態：

工作模態I：如圖3a所示，單向開關S2導通，電感L2的電流iL2線性上升，單向開關S4無電流通過。電容Cf向輸出側負載供電。

工作模態II：如圖3b所示，單向開關S2截止，電感電流iL2從S4續流，開始下降。橋臂B點電壓為輸出電壓，因而圖4所示uB包絡線為輸出電壓uo，而Buck-Boost電路1在本階段不工作，A點電壓uA為負母線電壓uN=-Ud。

（2）第2象限：Buck-Boost電路2和Buck-Boost電路1交替工作，輸出電平為雙極性（uN=-Ud或uP=Ud），輸出電壓uo＞0；電感電流iL2＜iL1，iL＜0。此時電路包括工作模態I、II和工作模態III、VI。

（3）第3象限：Buck-Boost電路1工作，Buck-Boost電路2不工作，uo＜0、iL＜0；單向開關S1PWM調制，S3驅動v3同S1驅動v1互補；S2、S4截止。此時電路包括兩個工作模態：

圖4 雙Buck-Boost單級逆變器關鍵波形Fig.4 Key waves of dual Buck-Boost inverter

工作模態III：如圖3c所示，單向開關S1導通，電感L1的電流iL1線性上升，單向開關S3無電流通過。電容Cf向輸出側負載供電。

工作模態IV：如圖3d所示，單向開關S1截止，電感電流iL1從S3續流，開始下降。橋臂A點電壓為輸出電壓，因而圖4所示uA包絡線為輸出電壓uo，而Buck-Boost電路2在本階段不工作，B點電壓uB為正母線電壓uP=Ud。

（4）第4象限：Buck-Boost電路1和Buck-Boost電路2交替工作，輸出電平為雙極性（uN=-Ud或uP=Ud），輸出電壓uo＜0；電感電流iL2＞iL1，輸出電流io＞0。此時電路包括工作模態I、II和工作模態III、VI。

由以上分析可知，在第2和第4象限，需要兩Buck-Boost電路同時工作，來實現雙極性電平輸出，維持輸出電壓；在這兩個象限中，輸出電流為兩電感電流的差值。圖4a為空載時的仿真波形，輸出電壓、電流相差90°，各象限分別占據1/4個輸出周期。當逆變器帶阻性負載，輸出功率因數變大，輸出電壓、電流相差減小，逆變器工作于第1和第3象限的時段延長，工作于第2和第4象限的時段縮短。載重時，輸出電壓、電流相差很小，電路工作模式接近理想的電流半周工作模式，即Buck-Boost電路1和電路2分半周期交替工作，僅在電感電流過零切換處，即第2和第4象限，有少量Buck-Boost電路1和電路2一起工作的區段，如圖4b所示。圖4c為感性負載仿真波形。

此外，在第1象限，驅動信號v4也可保持在高電平，S4保持導通狀態，由S2PWM調制，當S2關斷，電感電流iL2從S4自然續流；在第3象限，驅動信號v3也可保持在高電平，S3保持導通狀態，由S1PWM調制，當S1關斷，電感電流iL1從S3自然續流。仿真波形如圖4d所示（阻性負載）。顯然，該方式可有效減少S3、S4開關次數，降低開關損耗。

雙Buck-Boost單級逆變器可做進一步的優化，將兩電感磁集成在同一副磁心上，進一步減小濾波器的體積重量。由于采用集成磁件的雙Buck-Boost逆變器的工作過程和分析與采用分離電感的雙Buck-Boost單級逆變器一致，不再作單獨的討論。

該逆變器采用了半橋輸入方式。對于光伏發電、蓄電池供電等場合，可通過光伏陣列、蓄電池組串聯組合，提供±Ud輸入電壓。對于單電源供電的場合，可采用電容分壓方式輸入，并引入輸入電壓前饋控制，進行均壓控制。限于篇幅，詳細分析略。

3 雙Buck-Boost單級逆變器控制方案

為實現以上工作原理，對雙Buck-Boost單級逆變器采用圖5所示的控制方案。為保障逆變器兼具優良的波形質量和輸出特性以及快速的動態相應速度，采用電壓外環電流內環的雙環控制方案。為實現半周工作方式，采用單極性SPWM調制生成S1、S2的驅動信號，即采用正極性三角波交截生成S1的驅動信號；采用負極性三角波生成S2的驅動信號。如圖4仿真波形所示，S3、S4分別在半個周期內幾乎一直導通，僅在電感電流過零切換處有少量調制，使S3、S4幾乎工作于輸出工頻有助降低器件的開關損耗。由于S1～S4中功率二極管的阻斷作用，雙Buck-Boost逆變電路中任意兩只功率開關管之間均無直通可能，因而可以同時導通；但不允許Buck-Boost電路1工作時，S1和S3同時關斷；Buck-Boost電路2工作時，S2和S4同時關斷，否則會造成電感L1或L2的電流無處續流，電感儲能在開關死區內全部作用在開關器件寄生電容上，將造成很大的電壓尖峰，危及器件安全，因而S1和S3，S2和S4的驅動信號之間應插入高電平死區，以保證Buck-Boost電路1工作時，S1關斷截止前已開通S3，S3關斷截止前已開通S1；Buck-Boost電路2工作時，S2關斷截止前已開通S4，S4關斷截止前已開通S2。

圖5 雙Buck-Boost單級逆變器控制框圖Fig.5 Control method of dual Buck-Boost inverter

4 實驗結果

對上述分析進行了實驗驗證。雙Buck-Boost單級逆變器原理樣機參數如下：開關管采用SPW47N60C3、功率二極管采用DSEP15-03A、電感L1＝L2＝100μH、輸出濾波容Cf＝34.7μF，額定輸出電壓峰值為100V，輸出頻率為50Hz、額定輸出功率為200W。

圖6為雙Buck-Boost單級逆變器原理樣機在空載、阻性負載和感性負載時的實驗波形。實驗波形同前文理論分析和仿真結果一致，該變換器在各種性質負載下均實現了單級升壓逆變：圖6a空載實驗波形中，由電感電流和輸出電壓的相位關系可判斷出逆變器工作的四個象限，在輸出電壓uo和電感電流iL均小于零的第3象限，Buck-Boost電路2不工作，因而橋臂B點電壓uB為母線電壓uN；在其他三個象限，Buck-Boost電路2都工作，因而uB包絡線為輸出電壓uo，其中，在輸出電壓uo和電感電流iL均大于零的第1象限，Buck-Boost電路2單獨工作，第2、4象限，同Buck-Boost電路1同時工作。由圖6b、6c實驗波形可見，阻性負載時，逆變器接近工作于電流半周工作模式，Buck-Boost電路1提供負半周的電感電流。圖6d驗證了逆變器帶感性負載的能力。另外，綜合圖6a～6d可驗證：隨著輸出功率因數的提高（輸出電壓、電流相位越接近），Buck-Boost電路1、2分別近似半周期工作。

圖6 雙Buck-Boost單級逆變器工作模態Fig.6 Working modes of dual Buck-Boost inverter

圖6 給出的均為輸入電壓低于輸出電壓（峰值）時的實驗波形。對輸入電壓高于輸出電壓（峰值）的情況也進行了實驗，該逆變器同樣可正常工作，適應各種負載情況，且滿足波形質量要求。限于篇幅，實驗波形略。

圖7為雙Buck-Boost單級逆變器的效率曲線。圖8為雙Buck-Boost單級逆變器的輸出電壓THD曲線。在小功率等級下，該逆變器取得了相對較高的變換效率和輸出波形質量。

圖7 效率曲線Fig.7 Efficiency of dual Buck-Boost inverter

圖8 THD曲線Fig.8 THD of dual Buck-Boost inverter

5 結論

雙Buck-Boost逆變器是一種新穎的單級逆變器，由兩個Buck-Boost單向直流變換器輸出并聯得到，具有以下特點：

（1）可適應各種負載情況，并隨著輸出功率因數的提高，近似工作于電流半周期模式。

（2）在輸入側母線電壓低于輸出電壓時，雙Buck-Boost單級逆變器仍能正常完成逆變功能；

（3）整個電路結構和控制方案均較為簡單，易于實現；開關管可同時開通，電路無橋臂直通問題；輸入輸出共地，易構建三相系統。

該逆變器對于簡化小功率逆變系統，提高功率密度，具有一定促進作用。

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