單比特寬帶接收機頻域多波束測向技術＊

陳 昊

(中國電子科技集團公司第二十七研究所，鄭州 450047)

1 引言

單比特接收機［1］這一概念源于商用GPS 接收機的設計。在商用GPS 接收機中使用的模/數轉換器ADC 一般只有1～2bit，而相對于GPS信號來說，一般的脈沖射頻信號要簡單得多。因此，采用位數較少的ADC的思想在寬帶接收機設計中得到采納，單比特接收機這一名詞從而得到應用。采用單比特接收機這項技術，可以在實現給定的接收功能的前提下使接收機硬件最簡化，而接收機的性能僅有輕微的降低。單比特數字接收機的主要優點是結構簡單，可以在一個芯片上實現整個設計，當然也得為此付出代價，那就是在配置—定的情況下接收機的性能會有所下降。因此，不能把單比特接收機看作是數字信道化途徑的直接替換。單比特接收機只能用于某些特殊的場合，或者只是用于加強或補充其他接收機的功能。目前的演示樣片只集成了FFT和頻率編碼功能。由于這種接收機是非線性的，因此其射頻部分的設計非常簡單。今后，射頻通道和ADC 都可以集成到一個芯片中。換句話說，就是整個接收機可以用一個芯片來實現。在電子戰領域［2-6］，尤其是在機載/星載系統中，設備的體積尺寸是非常重要的因素。

國內目前已開始了對單比特寬帶數字接收機技術的研究及技術攻關。在雷達信號偵察領域應用中多采用傳統干涉儀測向手段，一般瞬時只能處理一個信號，而單比特接收機雖然動態范圍較窄(1～2 bit），但仍具備多信號接收能力。本文提出的方法，正是將單比特超寬帶接收能力與數字波束形成的同時多目標能力有機結合起來，不但可獲得較高的測向精度，并且一定程度可降低偵察系統的漏警率。

2 數學模型建立

綜合考慮天線孔徑及寬帶接收機測向模糊問題，本文采用不等間距排列線陣作為陣列模型。設第n個陣元的坐標為(xn），n=1，2，…，M。假設有K個窄帶目標sk(t）(k=1，2，…，K），每個目標的來波方向為(θk），其中θk為方位角，各目標頻率為fk。對于寬帶接收機，陣列輸出矩陣表達式為

其中

式中，N(t）為加性白噪聲，A(θ，f）是M×K 維的導向矩陣，其中ank是第n個陣元接收到的第k個目標的導向矢量，對于全向的陣元定義為

對于單比特寬帶數字接收機采樣輸出的信號特征，這里定義:

3 頻域多波束測向方法及處理流程

步驟1 天線陣截獲的雷達信號經過單比特采樣后，在時域上幅/相信息已大大弱化，無法對時域數據直接作測向處理，因此必須將單比特數據進行頻域變換。FFT 正是一種有效的算法［1，7］，由于數據可為1bit，可通過算法簡化設計，避免乘法運算，只保留加法運算，從而大大提高算法執行效率。離散傅里葉變換DFT 可以表示為

在數字域對單比特信號作頻域處理，應當滿足奈奎斯特采樣定理，fs≥2f0。為了避免可能出現的頻譜混疊，DFT處理的數據率應當至少為單比特信號頻率的2.5 倍。

步驟2 多通道的單比特信號經過頻域處理后，會大大增加通道信號的幅/相信息，這樣就可以采用常規的測向方法。這里采用等信號法測向，該方法采用兩個相同且彼此部分重疊的波束。如果目標處在兩波束的交疊軸OA方向，則由兩波束收到的信號強度相等，否則一個波束收到的信號強度高于另一個，稱OA為等信號軸。當兩個波束收到的回波信號相等時，等信號軸所指方向即為目標方向。通過比較兩個波束接收信號的強弱就可以判斷目標偏離等信號軸的方向，并可用查表的方法估計出偏離等信號軸的大小。圖1和圖2為等信號法測向示意圖。

圖1 指向不同方向的對稱波束

圖2 目標偏離不同方向時兩個波束的接收幅度

多波束測向根據等信號方法在視場范圍內形成了等間隔相互覆蓋的M個波束，如圖3所示，采用四陣元的最小冗余線陣，陣元坐標為［0，1，4，6］，天線接收信號頻點在2.5 GHz，采樣率為10 GHz，視場范圍－20°～+20°，同時形成17個波束。

這里M的選取很關鍵。由于天線陣列為稀布排列，雖然可適應寬帶信號截獲，但會出現較高的副瓣，如圖3(c）、(d）所示，副瓣比主瓣僅低5 dB;如果M 取值較小，當來波信號從兩個波束中間入射，則相鄰波束1 接收的信號會受到相鄰波束2 副瓣的影響，導致相鄰波束的比幅曲線不線性，從而引起測向結果失效。因此，M的選取應當保證兩個相鄰波束足夠近，使相鄰波束覆蓋點的增益高于兩個波束的最高副瓣，從而使相鄰波束的比幅曲線為線性。但是，如果M 取值過大，則會大大提升軟硬件設計的復雜程度，并且對測向精度無明顯改善。

頻域多波束測向處理流程如圖4所示，其中求多波束輸出結果的模值并排序是為了選出用于目標比幅測向的相鄰兩波束，然后查相應的比幅曲線表(對一個頻點的M個波束要建立M－1個比幅曲線表）得到角度值。

圖3 多波束形成示意圖

圖4 多波束等信號法測向流程圖

4 性能分析

射頻接收機范圍為2.5～4 GHz，陣元采用最小冗余陣，陣元坐標為［0，1，4，6］，對于小于4 GHz(波長為0.075 m）的信號來說，由于不等間距排布，在感興趣的角度范圍［－20°，20°］內無模糊。以下仿真中不作特別說明，采樣率均是10 GHz，量化位數1 位。3GHz的點頻信號單比特時域波形見圖5;3GHz的點頻信號單比特頻譜見圖6。

仿真實驗1

點頻信號，目標方向－20°～+20°，信號頻率3 GHz，SNR=10 dB。

仿真采用512 點FFT，由圖7 看出測頻精度約為17 MHz，這與時頻轉換FFT的點數有關。采用512 點FFT，誤差不會超過10 GHz/512=19.53125 MHz;若采用214點 FFT，則誤差不會超過10 GHz/214=0.6104 MHz。

由圖8 可知，對信噪比10 dB的3GHz的單個信號單比特量化后，在視場內各方向的測向誤差小于0.2°。

圖5 3GHz的點頻信號單比特時域波形

圖6 3GHz的點頻信號單比特頻譜

圖7 測頻精度隨信噪比的變化曲線

圖8 3 GHz的點頻信號在視場內各方向

圖9 3.9 GHz的點頻信號單比特時域波形

圖10 3.9GHz的點頻雷達信號單比特頻譜的測向誤差仿真分析圖

仿真實驗2

點頻信號，目標方向－20°～+20°，信號頻率3.9 GHz，SNR=10 dB。3.9GHz的點頻信號單比特時域波形見圖9;3.9GHz的點頻雷達信號單比特頻譜的測向誤差仿真分析見圖10;3.9GHz 點頻信號在視場內各方向的測向誤差仿真分析見圖11。

由圖12 可知，在方位0°時對未做單比特量化的信號進行測向處理，幅/相誤差對測向精度的影響還是較大的。但是，經過單比特量化后，幅/相誤差變化對測向精度的影響很小。這是由于單比特信號自身特性僅取決于數據的符號位，從而對幅/相誤差有很好的容差能力。

仿真實驗3

圖11 3.9GHz 點頻信號在視場內各方向的測向誤差仿真分析圖

2個點頻信號，信號1 頻率為2.5 GHz，信號2 頻率為3.3 GHz，SNR=10 dB，信號1 固定－17.5°;信號2 變化范圍:－19.5∶0.1∶15.5。

由圖13～16 可知，當出現2個信號時，對兩個信號的測向仍可保證一定的精度。

通過以上仿真分析可知，信號經過單比特采樣后，頻譜上會出現諧波。這是由于單比特接收機的ADC相當于一個硬件限幅器，采樣輸出的數據一般只有1～2 bit，一方面，較少的數據位數使輸出信號幅/相信息弱化，從而在頻域上出現諧波分量;另一方面，當硬件限幅器在出現多信號情況下會顯示出捕獲效應，即強信號會抑制弱信號。這種效應同樣也會在頻域上出現較多的諧波分量。大量的諧波會造成接收機虛警概率提高。為了降低虛警率，應當采取以下手段［1］:

圖12 測向精度隨幅/相誤差的變化曲線

圖13 2個點頻雷達信號單比特時域波形

圖14 2個點頻雷達信號單比特頻譜

(1）系統可根據實際環境以及應用需求限定一定的信號搜索帶寬，如根據上述仿真條件，僅對2.5～4 GHz的頻段進行信號搜索，可在一定程度上降低虛警率;

圖15 目標2方向變化時目標1的測向誤差

(2）應首先進行接收機性能評估，通過對接收機性能進行測試，設定恰當的信號檢測門限，主要考慮以下幾點:1）無信號時，測試接收機噪聲情況;2）當輸入一個信號時，除去頻譜幅度最大值，其他均為諧波;3）當輸入2個信號時，接收機輸出應為2個信號。

圖16 目標2方向變化時目標2的測向誤差

6 結束語

針對單比特接收機特性采用頻域多波束形成技術實現了對來波信號的測向功能。經過計算機仿真，分析了對單目標、多目標單比特信號測頻及測向的性能，驗證了其可行性及有效性。該技術可用于單比特體制下的雷達偵察系統。考慮到多波束測向技術是窄帶處理方式，信號帶寬小于信號載波頻率3%即可認為是窄帶信號，并且一般條件下單比特接收機采樣率都很高，至少都在吉赫茲采樣量級以上，可直接對幾百兆赫茲甚至上吉赫茲的信號進行射頻采樣。因此，對于具有一定帶寬的各種調制的雷達信號，采用本文提出的方法仍然適用。

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