一種通信用寬頻帶Wilkinson 功分器的優化設計*

俞海波

(中國電子科技集團公司第十四研究所，南京 210039)

1 引言

功率分配器是將單路輸入信號功率分成若干路輸出的一種微波元件，屬于微波多端口網絡。功分器可分為二進制和累進制等，功率可以是等分的，也可以是不等分的。二進制功分器在實際中應用比較多，而Wilkinson 功分器就是一種常見的二進制功分器。單節變換的Wilkinson 功分器工作頻帶較窄，在中心頻率時性能較好，在頻帶邊緣往往輸入駐波比較差。為了增加工作帶寬，在微帶電路中常應用阻抗變換實現帶寬的展寬。阻抗變換主要有漸變線、四分之一波長階梯阻抗變換器、短節變阻器等幾種形式。為了拓展功分器的頻帶寬度，本文采用四分之一波長階梯阻抗變換器?？紤]到各個阻抗變換段的長度和隔離電阻的安裝位置，本文設計的Wilkinson 功分器采用“蛇形”布局，以減小功分器總的尺寸。在變換段的末端，微帶線寬度較大，相鄰兩節變換段距離過近，會存在微帶線之間互耦效應，在設計過程中應充分考慮并加以利用。

2 多節阻抗變換器的寬頻帶特性分析［1-4］

設多節阻抗變換器有n節，參考面有T0，T1，T2，…，Tn，共(n+1）個，相應地有(n+1）個反射波。這些反射波返回到T0面時，彼此以一定的相位(取決于行程差）疊加起來，見圖1。

由于反射波很多，每個反射波的振幅都很小，相位各異，所以疊加起來的結果總是會有一些波彼此抵消或部分抵消。因此，總的反射波就可以在較寬的頻帶內保持較小的值。這就是說，大量而分散的較小的不連續與少量而集中的較大的不連續相比，前者可以在更寬的頻帶內獲得更好的匹配。

引入歸一化參量:

這里cos2iθ的系數為

其大小取決于參數R，P1，P2，…，Pn共(n+1）個參數的取值。

阻抗變換器輸入端全匹配的條件是輸入端駐波系數等于1，因此n節阻抗變換器的匹配條件為

這是cos2θ的n 次方程，在系數滿足一定條件下(可以通過調整參數R，P1，P2，…，Pn來實現），有n個零點。這就是說，通過正確選擇參量R，P1，P2，…，Pn，總可以使n節變換器在n個頻率點上得到完全匹配。所以一般地說，節數越多，頻響曲線上的零點就越多，匹配的頻帶就越寬。

3 微帶線互耦效應的特性阻抗［2，5］

微帶線傳輸的是準TEM 模，因此必須在奇模和偶模兩種狀態下分析耦合微帶線，分別求出其奇、偶模電容以及奇、偶模的相速，從而求出奇、偶模特性阻抗。

在準靜態條件下，利用保角變換法求出耦合微帶線參數。假設導體帶厚度t=0，奇模電容與偶模電容的等效介電常數可表示為

其中，Co(1）和Ce(1）為填充介質全部是空氣時單根導體帶對地板的奇模電容和偶模電容，Co(εr）和Ce(εr）為填充了相對介電常數εr介質時單根導體帶對地板的奇模電容和偶模電容。另外，奇模相速vpo和偶模相速vpe表示為

所以，奇模特性阻抗Zco和偶模特性阻抗Zce分別為

式中，Zco(1）和Zce(1）分別為完全是空氣填充時耦合微帶線的奇模和偶模特性阻抗。利用保角變換可求得Zco(1）和Zce(1）為

4 仿真設計

本文設計一分二微帶等分功分器，工作頻帶0.5～3.5 GHz，選用相對介電常數為2.55的微波復合介質基板，厚度H=1.0 mm。由于工作帶寬較大，根據上述多節阻抗變換器的寬頻帶特性分析，采取七級阻抗變換設計。由微帶線互耦效應的特性阻抗，求得各節阻抗變換段的特性阻抗Z1=88.7 Ω，Z2=82.985 Ω，Z3=76.82 Ω，Z4=70.71 Ω，Z5=65.085 Ω，Z6=60.255 Ω，Z7=56.37 Ω，進而得到各節阻抗變換器的寬度W1=1.54 mm，W2=1.12 mm，W3=1.31 mm，W4=0.97 mm，W5=1.78 mm，W6=2.04 mm，W7=2.27 mm。

圖2 多節寬帶功分器模型

圖3 一分二等分功分器VSWR

圖4 一分二等分功分器的隔離度

圖5 一分二等分功分器輸出端口的幅度

圖6 一分二等分功分器輸出端口的相位

5 結束語

本文設計了一分二等分微帶功分器，由于采用多節阻抗變換，所以該功分器工作頻帶從0.5～3.5 GHz到。為了減小尺寸，將7節變換段以“蛇形”排列，還考慮微帶線互耦因素的影響，利用Ansoft HFSS 進行優化。在工作頻帶內，設計的功分器駐波小于1.4，兩輸出端口的幅相一致性較好，兩輸出口間的隔離度達20 dB，其主要電訊指標滿足大容量通信天線系統的要求。

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