毫米波寬帶波導功率合成器設計

崔 焱,田 兵

(中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北石家莊050081)

0 引言

毫米波頻段是目前軍事電子技術發展的主要頻段,廣泛應用于導彈精確制導、雷達、保密通信、電子對抗和測試技術等方面。在毫米波電子對抗系統中,毫米波功率放大器的輸出功率是電子對抗系統干擾距離的直接決定因素之一。同時為了滿足現代電子對抗系統對寬帶的要求,功率放大器的帶寬要求越寬越好。由于毫米波頻段商業的固態MMIC放大器的輸出功率比較小,一般只有幾瓦,為了獲得大功率發射機的功率輸出,必須采用功率合成的辦法將多個有源放大器并聯合成輸出。這樣,合成放大器的帶寬就由以下2個因素決定:放大器的帶寬和功率合成器的帶寬。因此寬帶低損耗功率合成器是實現毫米波寬帶大功率合成放大器的關鍵。

近年來,國內多個科研院所對基于波導結構的功率合成器進行了相應的研究,文獻[2]和文獻[4]分別對Ka頻段波導合路器進行了相應的研究設計,但合路器的相對帶寬較窄,只有10%;文獻[3]對Ku頻段寬帶波導合路器進行了研究,設計帶寬可以到一個波導帶寬,但其采用的匹配形式結構比較復雜,要求比較復雜的加工工藝和裝配工藝。

針對某寬帶功率合成放大器的高效合成的設計要求,結合國內的加工工藝和工程實際,對經典匹配方式進行了改進,改善了匹配結構的帶寬性能,降低了加工難度,改善了裝配工藝,提出了適用于Ka頻段寬帶波導功率合成器。

1 方案設計

1.1 設計目標

針對某寬帶功率合成放大器高效合成的設計要求,要求采用合成器對2個功率模塊進行合成,合成效率大于85%。由文獻[2]可知,合成器的合成效率由插入損耗、幅度相位一致性共同決定。為了獲得高效寬帶合成,要求功率合成器具有寬帶特性、低的插入損耗和良好的幅度相位一致性。根據合成效率的設計要求,提出合路器設計目標如下:

頻率:26～40GHz;

相對帶寬:39%;

合成路數:兩路;

兩路輸入支路幅度平衡度＜0.3 dB;

兩路輸入支路相位平衡度＜5°;

插入損耗:＜0.5 dB。

1.2 合路器選擇

相對微帶而言,波導具有低損耗和高功率容量的特性,因此毫米波功率合成多采用基于波導結構的合成器。目前適用于毫米波頻段的波導合路器主要有2種類型:自帶隔離端口的四端口波導3 dB電橋和無耗三端口的波導合路器,其中四端口的波導合路器根據實現方式的不同,包括波導環形電橋、波導分支線電橋、波導魔T和波導H面耦合電橋等;無耗三端口波導合路器根據實現形式的不同,可分為波導E-T分支和波導H-T分支兩類。

目前國內外采用的波導3 dB電橋多是自帶隔離端口的四端口的波導合路器,因為自帶隔離端口用于功率合成時,由于支路之間良好的隔離度,用于功率合成可以避免復雜的調試,但是四端口的波導電橋在使用的時候也有以下缺點:①四端口的波導3 dB電橋一般需要外接波導負載或是填充一定的吸波材料,并保證波導負載良好散熱,從而增加功率放大器的成本和體積,而且波導負載的散熱能力直接決定波導電橋的功率容量;②隔離端口的存在往往會破壞功率合成器結構的對稱性,造成功率合成端口出現一定的幅度差和相位差;③隔離端口的存在會給電路布局和機械加工帶來相當大的困難,特別時波導魔T,匹配件的加工和調試工作量很大;④四端口波導電橋的使用帶寬較窄,一般只有10%。綜上所述,在寬帶大功率合成中,基于四端口結構的波導電橋的使用的受到較大的限制。

相對四端口結構的波導電橋而言,無耗三端口的3 dB電橋具有以下優點:①加工簡單,電路布局設計方便;去掉隔離端口以后,輸入端口和輸出端口就是一個純平面結構,電路設計和加工難度大大簡化;②功率分配端口具有理想的對稱性,具有良好的幅度相位一致性;2個輸入端口對輸入端口在結構上是一個理想的軸對稱關系;③帶寬很寬,設計帶寬可以到一個標準波導帶寬;④設計可以保證性能,不需要復雜的裝配工藝,一般不需要調試;⑤功率容量較大。去掉了隔離端口以后,功率合成器的功率容量就不受限于負載的散熱能力。

因此,從上面的比較可以看出,相對四端口的波導3dB合路器來說,無耗3 dB波導電橋具有帶寬很寬、幅度相位一致性好等優點,因此為了獲得寬帶低耗的波導功率合成器,根據設計目標,綜合采用無耗3 dB波導合成器。然而經典的E-T和H-T結構的匹配形式往往存在帶寬窄,加工和裝配比較困難等缺點,為了獲得寬帶匹配,需要對波導H-T分支和E-T分支結構進行分析,采用相應的寬帶匹配結構,對經典匹配結構進行改進,改善其帶寬性能。

1.3 合成器網絡參數分析

無耗3 dB波導電橋理論上是一個無耗三端口網絡,在進行設計之前,對無耗三端口網絡的S參數進行相應的分析。設理想情況下,網絡的S參數為:

由2,3口對稱:

而且有網絡互易,有

對無耗互易網絡:SS*=1,即

假設=0,可以得到無耗三端口網絡理想S參數為:

從式(3)可以看出,三端口無耗網絡不可能達到完全匹配,2個輸入端口之間的理論隔離度只有6 dB,在設計中僅需要對合成端口的輸出回波進行優化,就是設計無耗三端口網絡S參數在理想情況下需要滿足的關系,已此為目標對電路結構進行設計優化,滿足設計要求。

1.4 合成器建模

3 dB無耗波導合路器可分為波導E-T分支和波導H-T分支。分別對波導E-T分支和H-T分支結構進行分析和建模。

1.4.1 波導H-T分支

波導H-T分支是在主波導窄邊面上的分支,其軸線平行于主波導TE 10模的磁場方向,波導H面T分支相當于并聯于主波導的分支線。通常對H-T采用的匹配形式為在波導中加入感性柱,或是加入漸變的圓錐結構,前者的匹配沒有考慮H-T結構的容抗。因而帶寬相對較窄,相對帶寬只有10%,后者的匹配加入可漸變的圓錐,綜合考慮了H面T型結的電抗和容抗的影響,帶寬較寬,然而這個結構需要采用的匹配形式需要單獨加工錐體結構然后和T型波導結構良好配合,錐形結構的加工較為復雜,特別是到了毫米波頻段,加工的難度比較大,且錐體和T型結的配合和固定也直接影響匹配的性能。為了簡化加工難度,從工程實際出發,采取了化曲為直的辦法,把錐形體結構變成一個方臺結構,這樣整個功率分配結構可以在銑床上一次成型。該兩路H-T結構在HFSS中模型的俯視示意圖如圖1所示。

圖1 兩路H-T在HFSS中模型俯視示意圖

1.4.2 波導E-T分支

波導E-T分支是在主波導寬邊面上的分支,其軸線平行于主波導的TE 10模的電場方向,是一種串聯分支。E-T分支在通常對E-T結構的匹配在的T型結的位置加入感性的柱來改善其匹配,一般窄帶的多采用矩形柱或是圓形柱的,為了實現寬帶匹配補償電抗元件在寬帶范圍的變化,也可采取緩變圓錐匹配,同樣這種圓錐結構和波導腔體無法一體加工成型。在實際加工中,匹配的圓錐體必須單獨加工,然后和腔體采用焊接或是螺釘固定,這樣一來,必然帶來二次裝配的誤差。因此采用圓錐體的匹配結構對加工和裝配的工藝要求較高。特別是到了毫米波頻段,波長變短,匹配件的尺寸變小,加工的難度比較大。為了實現匹配良好帶寬性能,綜合考慮加工工藝,降低加工難度,采用的匹配形式是在T型結的中間位置加入三角錐型的感性柱和波導漸變,三角感性柱的匹配有效的抵消了串聯分支帶來的電抗分量,而波導漸變則有效的實現了波導實阻抗的寬帶匹配,從而展寬了帶寬。該兩路E-T結構在HFSS中模型的俯視示意圖如圖2所示。

圖2 兩路E-T在HFSS中模型俯視示意圖

1.5 合成器仿真

采用電磁場仿真軟件確定波導E-T和H-T結構中匹配結構的具體參數。電磁場仿真軟件選擇的是Ansoft HFSS。Ansoft HFSS采用有限元方法,有高的仿真精度和可靠性,快捷的仿真速度,方便易用的操作界面,穩定成熟的自適應網格剖分技術,成為高頻結構設計的首選工具和行業標準。有關HFSS的使用參見文獻[5]。

兩路E-T分支合波導路器輸出端口反射系數仿真曲線如圖3所示。從圖3中可以看出,兩路E-T結構在頻率范圍26～40 GHz內合成端口的反射都小于-24 dB。

圖3 E-T分支的仿真曲線和測試曲線

兩路H-T分支波導合路器輸出端口反射系數仿真曲線如圖4所示。從仿真曲線可以看出,兩路H-T結構在頻率范圍26～40 GHz內合成端口的輸出反射系數小于-20 dB。

圖4 H-T分支的仿真曲線和測試曲線

從圖3和圖4的仿真曲線可以看出,采用的帶寬展寬手段達到了設計效果,設計出的E-T和HT波導合路器的帶寬都達到了一個標準波導帶寬,相對帶寬約為39%。

2 性能測試

實際制作的寬帶波導E-T合路器的體積約為80mm×40mm×22 mm,寬帶波導H-T合路器體積約為65mm×50 mm×22mm。合路器的輸入輸出端口均采用BJ 320波導端口,尺寸為7.12mm×3.56 mm。

用Agilent 8722 ES矢量網絡分析儀,采用雙端口校準方式校準網絡分析儀。

對加工出來的波導E-T和波導H-T合路器進行了測試,測試的E-T波導合路器的輸出端口的回波見圖3所示,單個E-T波導合路器的插入損耗在0.2～0.4 dB之間,兩路幅度一致性最大為0.15 dB,相位不一致性在40 GHz最大為 4.5°,均符合指標要求。測試的H-T波導合路器的輸出端口的回波如圖4所示,插入損耗在0.1～0.25 dB之間,幅度一致性最大為0.18 dB,相位不一致性在38 GHz最大為4.2°,符合指標要求。用于兩路功率合成可望獲得大于超過85%的高效合成。

3 測試結果分析

從圖3和圖4的測試曲線可以看出,兩路H-T背靠背連接時合路輸出端口的反射在26～40 GHz都小于-17 dB,兩路E-T背靠背連接時合路輸出端口的反射在頻率范圍26～40GHz都小于-20 dB,H-T結構的波導合路器和E-T結構的波導合路器的輸出端口的回波的測試值和仿真曲線的走勢吻合得很好。但和仿真值存在一定的差別,插入損耗也比理論值略大,這主要是由于仿真的時候采用得理想波導模型,未記入波導本身的歐姆損耗和波導內壁的粗糙度帶來的損耗。

4 結束語

對毫米波頻段的寬帶功率合成器進行了結構建模和仿真設計,具有低插入損耗和幅度相位高度一致等優點,雖然只是具體設計了Ka頻段兩路的功率合成器,只要做適當擴展,就可以用來設計其他頻率范圍和多路合成的功率合成器,在毫米波大功率合成系統中具有廣泛的應用前景,也可應用到其他相關領域。

[1]張肇儀.微波工程[M].北京:電子工業出版社,2006.

[2]趙晨曦.空間功率合成技術研究[C].成都:電子科技大學碩士論文,2007:33-37.

[3]黨 章.Ku頻段高效大功率合成放大器設計[C].成都:電子科技大學碩士論文,2008:57-58.

[4]劉 曉.毫米波功率合成技術研究[C].成都:電子科技大學碩士論文,2009:18-29.

[5]謝擁軍,王 鵬.Ansoft HFSS基礎及應用[M].西安:西安電子科技大學出版社,2007.