采用直接時差法的無線超聲波風速風向儀設計

周康，辛曉帥

（電子科技大學 自動化研究所，成都611731）

周康（碩士研究生），主要研究領域為超聲信號處理、嵌入式系統設計。

引 言

常見的風杯式、風標式風速風向儀因自身機械結構固有的缺陷，測量低風速時靈敏度不高，并且會隨使用時間的增加出現一定程度的老化［1］，在惡劣的工作環境中測量精度和使用壽命均受到較大影響。

超聲波風速風向儀誕生于20世紀80年代，意大利G C Aprilesi等人完成了其原理樣機并驗證了功能可能性［2］。隨著多年的研究與發展，超聲波風速風向儀的精度和可靠性都在不斷提高。目前針對超聲波風速風向儀的研究，在超聲波換能器的驅動電路和信號接收電路實現上，都采取了脈沖變壓器升壓產生驅動信號［3－4］和A／D采樣接收信號［5］的方法。脈沖變壓器雖然在設計和實現上較為簡單，但是當原副線圈匝數比較大、脈沖信號頻率較高時，脈沖變壓器工作時的噪音、熱損耗和電磁干擾會相應增大，電磁干擾對超聲波接收電路中信號處理的影響尤為嚴重，從而可能影響到最終測量結果的準確性。另外，在接收信號由A／D芯片轉換成數字量的過程中，由于整體電路的電磁干擾，A／D轉換值往往有較大波動，導致接收時間點判斷上的較大超前或滯后，這種超前或滯后也會對測量結果的精確性造成較大影響。

本文針對脈沖變壓器和A／D采樣電路的不足，設計出包含換能器驅動電路、接收信號及處理電路兩部分的超聲波收發模塊。采用模擬開關電路產生驅動信號的方法，在降低噪音和熱損耗的同時大大降低了電磁干擾對整個電路的影響，驅動信號更為標準并且無需在接收端搭建濾波電路。采用正弦信號轉脈沖電路使得接收時間點的確定更精確，波動更小。

1 工作原理及系統結構

1.1 工作原理

超聲波在空氣中傳播時，在順風與逆風方向均存在速度差。當超聲波傳播距離固定時，該速度差就反映為傳播用時的時間差，且該時間差與待測風速之間具有線性關系。根據測量、計算時差的方法不同，一般分為直接時差法、頻差法和相位差法。直接時差法也叫脈沖聲時法［6］，對超聲波的收發時間直接進行測量，從而通過時間差計算得出當前的風速風向數據。

編者注：超聲波測風速風向原理圖及相應公式略。

1.2 系統結構

如圖1所示，超聲波風速風向儀的系統結構主要由MCU控制單元、信號隔離模塊和換能器收發模塊3個部分構成。MCU控制單元主要完成模擬開關控制信號的輸出、計時以及核心數據處理；信號隔離模塊主要降低各模塊之間的干擾；換能器收發模塊主要完成超聲波信號的產生及接收、處理工作。超聲波風速風向儀的工作流程如下：MCU每隔20ms發出8個200kHz脈沖信號，經信號隔離模塊隔離后，輸入換能器收發模塊，驅動換能器發出超聲波信號；換能器收發模塊接收到超聲波信號并轉換為電信號，作為換能器收發模塊回波信號輸入并轉換為方波信號，經信號隔離模塊隔離后，輸入MCU進行處理。

圖1 超聲波風速風向儀系統結構圖

2 收發電路設計

2.1 換能器驅動電路

由于超聲波風速風向儀換能器對驅動信號電壓和頻率的要求，脈沖變壓器在實際應用中將會出現電磁干擾強、噪音大、熱損耗大等缺點，對超聲波風速風向儀控制電路產生影響。為避免脈沖變壓器驅動電路的上述缺點，設計一種采用模擬開關的超聲波風速風向儀換能器驅動電路，如圖2所示。圖中，控制波形為8個脈沖，間隔20ms；驅動信號為8個脈沖。

圖2 超聲波風速風向儀換能器驅動電路

圖2中，驅動電路采用MOSFET搭建模擬開關電路，其門極的門限電壓為3V。由于MCU（選用TⅠ公司的TMS320F2812）輸出的控制信號驅動能力不足，故電路中將隔離后的控制信號通過驅動電路增強驅動能力后，再對MOSFET的導通與關斷進行控制。電路中的Q1為高端MOSFET－P，控制高端100V（由5V經DC—DC電源芯片升壓獲得）信號；Q2為低端 MOSFET－N，控制低端－100V（由5V經DC—DC電源芯片升壓獲得）信號。電路中，兩個場效應管門極均連接了3個器件，分別為1個電阻、1個電容和1個穩壓管，這3個器件構成了門極電平轉換電路，可將控制信號轉換為以MOSFET源極電平為參考的控制信號。兩個MOSFET源極均接有1個680μF大容量電容，該電容作為模擬開關的輸入電源濾波，起到穩定±100V電源工作及平衡電源功率的作用。電路中換能器前端連接有1個電感和2個快恢復二極管，電感的作用是對換能器進行阻抗匹配，使負載阻抗工作在純電阻模式，提高能量轉換效率；二極管的作用是利用其單向導電性對負載電流流向進行控制，以免發生能量回流，造成損耗的增大。

控制信號以及驅動信號的時序示意圖如圖2所示。由于超聲波風速風向儀中的換能器需工作于±100V、頻率200kHz的方波驅動信號下，且單個換能器不能長時間連續工作以免發熱量過大發生熔壞，故電路中控制信號“Con1＿A”和“Con1＿B”設定為每20ms發出8個200 kHz、占空比50%（不含死區時間）的同相位脈沖信號。為避免兩個MOSFET同時導通造成±100V電源短路，再對兩控制信號設定10%占空比的死區時間。

2.2 信號接收及處理電路

如圖3所示，超聲波信號的接收及處理電路由限幅電路、放大電路以及正弦脈沖轉換電路構成，經該部分電路處理后的信號經隔離后進入MCU進行處理。

圖3 超聲波風速風向儀信號接收及處理電路

由于采用的超聲波換能器為發射和接收共用，故接收電路的輸入不僅包含換能器的回波信號，還包含±100V的驅動信號。由于接收信號中存在±100V的驅動信號，需對接收信號進行限幅處理，避免高壓信號對后級電路造成危害。限幅電路由1個10kΩ電阻和2個反向并聯的肖特基二極管（正向導通電壓為0.4V）串聯而成，可將±100V信號限制為±0.4V；而超聲波換能器回波信號峰峰值為100mV左右，限幅電路不會對其造成影響。

放大電路選用2個2N3904三極管，二者連接構成沃爾曼電路，并采用共射極放大的方式進行連接，通過電阻R1形成電壓并聯深度負反饋，穩定電路工作狀態。通過調節2個三極管的外圍電路參數，可使二者工作在合適的Q點，并將換能器回波信號放大為峰峰值接近5V的正弦波。此時由于放大電路為5V供電，±0.4V驅動信號不會放大至峰峰值5V以上，故不會對后級電路造成影響。

正弦脈沖轉換電路由1個兼容CMOS電平的與門、兩個外圍電阻以及1個外圍電容構成。電阻R2和R3對＋5V電源進行分壓，使輸入的正弦波鉗位在＋5V和Vr（為R3電阻的分壓值）之間，經CMOS邏輯與門處理后生成占空比50%的方波。處理后的方波信號，不僅含有接收信號也含有被限幅驅動信號，通過MCU軟件方法對其進行分離。

3 測試及應用對比

圖4 超聲波換能器驅動信號及接收信號時序圖

對采用模擬開關的超聲波風速風向儀收發電路進行測試，并與傳統的采用脈沖變壓器的收發電路進行對比，其驅動信號與接收信號的時序圖如圖4所示。其中，圖4（c）、圖4（e）分別為圖4（a）中驅動信號和接收信號的放大圖；圖4（d）、圖4（f）分別為圖4（b）中驅動信號和接收信號的放大圖。如圖4（a）所示，采用脈沖變壓器的超聲波風速風向儀驅動信號存在較大的脈沖尖峰。這是由脈沖變壓器自身電感等因素造成的，如果脈沖尖峰較大超出換能器耐壓值，將可能會損壞換能器。同時，脈沖變壓器產生的電磁干擾造成在接收電路中形成與驅動信號同步的干擾信號，并且該干擾信號始終存在，可能影響MCU對接收信號的判斷。將采用脈沖變壓器驅動電路產生的驅動信號放大，得到圖4（c），由于脈沖變壓器線圈中的電磁能量不能迅速釋放，即使輸入信號在8個脈沖后截止，驅動信號的尾部還存在線圈緩慢釋放能量時產生的振蕩。該振蕩的影響直接在信號接收端反映出來，如圖4（e）所示，接收到的信號也是慢慢衰減。

相比之下，采用由MOSFET搭建的模擬開關構成的驅動電路，其收發波形更為標準穩定，如圖4（b）、（d）和（f）所示。采用模擬開關方式的驅動電路產生的驅動信號無脈沖尖峰，完全由控制信號控制產生，不存在能量釋放問題，信號波形平整穩定，相應的接收信號波形中不存在圖4（a）中的電磁干擾現象，且無多余振蕩。

結 語

介紹了一種基于直接時差法的超聲波風速風向儀的設計方法。實踐證明，該設計方法可行，相較于傳統的利用脈沖變壓器和A／D采樣的方式，具有電磁干擾小、收發信號波形平穩、振蕩小、雜波少的優點。

編者注：本文為期刊縮略版，全文見本刊網站www.mesnet.com.cn。

［1］彭艷，張宏升，許飛，等.風杯風速計測風誤差的分析研究與訂正方法［J］.氣象水文海洋儀器，2003（2）：5－15.

［2］Aprilesi G C，Cicco G De，Taroni A.A Microprocessor－Based Three Axes Ultrasonic Anemometer［J］.Journal of Physics E：Scientific Ⅰnstruments，1985（18）.

［3］簡盈，王躍科，潘仲明.超聲換能器驅動電路及回波接收電路的設計［J］.自動化與儀器儀表，2004（11）：31－34.

［4］隋衛平，潘仲明，王躍科.一種新型的超聲換能器驅動與回波檢測電路設計［J］.國防科技大學學報，2004，26（3）：107－111.

［5］金晶.基于ARM的超聲波風速測量系統設計［D］.南京：南京信息工程大學，2008.

［6］曹可勁，崔國恒，朱銀兵.超聲波風速儀理論建模與分析［J］.聲學與電子工程，2010（1）：37－40.