智能化高頻軟開關(guān)數(shù)字電源研究

朱 理，黃輝先

（1. 湖南信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院，長沙 410200；2. 湘潭大學(xué)，湘潭 411105）

0 引言

電鍍電源實(shí)際上是一種變流設(shè)備，它把電網(wǎng)的交流電壓變成直流或脈沖電壓以供電鍍使用。其技術(shù)除了自身的電鍍工藝外，電源的變換技術(shù)和控制技術(shù)對電鍍電源的發(fā)展、性能以及效率的提高有著重要的作用。目前電鍍電源應(yīng)用越來越廣，人們對其品質(zhì)要求也越來越高。電鍍電源逐漸向高頻高效化、大功率化發(fā)展。但常規(guī)PWM變換技術(shù)是一種硬開關(guān)模式，開關(guān)損耗大、器件溫度過高等嚴(yán)重制約了開關(guān)電源工作頻率的提高，已經(jīng)無法滿足要求。因此電鍍電源數(shù)字化技術(shù)意義重大，采用數(shù)字化技術(shù)，從電源的電氣性能來看，可以應(yīng)用現(xiàn)有電源的各種研究成果（功率電路拓?fù)浼翱刂品绞降龋ㄟ^系統(tǒng)軟件實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)并降低電磁干擾，提高電源的穩(wěn)定性和智能化程度；從電源的工藝效果來看，數(shù)字化電源由于控制策略調(diào)整靈活、控制精度高以及控制參數(shù)穩(wěn)定性高，所以具有更好的工藝穩(wěn)定性和更好的工藝效果及節(jié)能特征[1,2].

本文選擇了ZVS移相全橋作為本次設(shè)計(jì)的主電路拓?fù)洌疚牟捎肈SP作為主控脈沖發(fā)生芯片，提出一種智能積分型PI控制器，最后采用TMS320LF2407A作為主控芯片，及IGBT作為主開關(guān)，試制了一臺 12kW的樣機(jī)，實(shí)現(xiàn)了數(shù)字移相控制及全橋變換零電壓軟開關(guān)，通過仿真及樣機(jī)實(shí)驗(yàn)分析，表明此電源的動靜態(tài)性能良好，實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證控制方案的正確性與有效性。

1 移相全橋主電路分析

移相全橋軟開關(guān)DC/DC變換包括軟開通和軟關(guān)斷。普通PWM變換器是改變驅(qū)動信號脈沖寬度來調(diào)解輸出電壓，它在功率管開關(guān)期間存在很大損耗，故采用硬開關(guān)技術(shù)的電源模塊的尖刺干擾大，可靠性差，效率低。而采用移相控制技術(shù)控制全橋來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的電源模塊，是通過改變兩臂對角線上下功率管驅(qū)動信號移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓，從而讓超前橋臂功率管的驅(qū)動信號領(lǐng)先滯后橋臂功率管的驅(qū)動信號一個相位[2,3]。

全橋電路的控制方式較多，本文對移相控制ZVS PWM DC/DC全橋變換器作詳細(xì)的介紹。

移相控制ZVS PWM DC/DC全橋變換器主電路如圖1所示，它是利用變壓器的漏感或原邊串聯(lián)電感和功率管的寄生電容來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)。其中，D1-D4分別是Q1-Q4的內(nèi)部寄生二極管，C1-C4分別是Q1-Q4的寄生電容或外接電容。Lr是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180o互補(bǔ)導(dǎo)通，兩個橋臂的導(dǎo)通角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角來調(diào)節(jié)輸出電壓。Q1和Q3分別超前于Q4和Q2一個相位，稱Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q2和Q4組成的橋臂則為滯后橋臂。

本次設(shè)計(jì)的全數(shù)字化大功率軟開關(guān)電鍍電源的主電路采用的是移相控制ZVS PWM DC/DC全橋變換器。整體電路是電網(wǎng)50Hz 380V交流電經(jīng)過整流后，由LC濾波器濾成直流電，然后由ZVS移相全橋電路逆變成高頻交流方波，再由高頻變壓器降壓后由肖特基整流，最后LC濾波成直流電供給負(fù)載[3,4]。

圖1 移相控制全橋變換器主電路

2 主電路相關(guān)參數(shù)計(jì)算

本章將主要介紹12 kW(+12V 1000A)全數(shù)字化軟開關(guān)電鍍電源的主電路的整體設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)，以及重要元器件的參數(shù)計(jì)算。

2.1 電源主電路

本文設(shè)計(jì)的電源主電路如圖2所示，其工作原理為:50 Hz，380V工業(yè)三相交流電經(jīng)過由D1—D6整流模塊整流成脈動的直流，然后經(jīng)過濾波電感Li和濾波電容Ci濾波成直流電，然后由ZVS移相全橋電路將直流電逆變20 kHz高頻交流方波，其中Q1、Q3為移相全橋的前橋臂，Q2、Q4滯后橋臂，Cb為隔直電容，以防止高頻變壓器偏磁。Lr為變壓器T1、T2的合成漏感，T1、T2為兩個并聯(lián)的高頻變壓器，變壓器并聯(lián)采用原邊串聯(lián)、副邊并聯(lián)的形式。由于副邊電流之和為1000A左右，所以副邊采用16個肖特基二極管并聯(lián)，如圖中D7-D22所示。然后整流后脈動的直流點(diǎn)經(jīng)過輸出濾波電感Lo和濾波電容Co濾波成高質(zhì)量的直流電供給負(fù)載。

圖2 電鍍電源主電路

2.2 輸入整流橋計(jì)算

通過對三相整流橋電路工作原理分析可知，整流輸出電壓Ud在一個周期內(nèi)脈動6次。于是可得當(dāng)整流輸出電壓連續(xù)時（即帶阻感性負(fù)載時）的平均值為：

式中，U2為相電壓的有效值，即U2=220V。所以：

再考慮到電網(wǎng)波動及電源穩(wěn)定性，保留一倍余量，所以選用整流橋的額定參數(shù)為100A/1200V，最后選擇整流模塊的為富士公司的6RI100G-160。

濾波電容采用兩個電解電容并聯(lián)，單個電解電容的為450V，2200μF，又因?yàn)殡娙荽?lián)后電容值減半，耐壓值變?yōu)樵瓉韮杀丁Ｋ詾V波電容為1100μF，耐壓值為450×2=900V。

2.3 高頻變壓器參數(shù)計(jì)算[5 7]

高頻變壓器的匝數(shù)比按當(dāng)輸入母線電壓最低、輸出電壓最高、且有效占空比最大時設(shè)計(jì)。

該電源的輸入電壓為三相380V交流電，又因?yàn)槭芯W(wǎng)電壓的波動范圍是±10%，所以輸入三相交流電的最小值為Udc=380×(1-10%)=342V，此時母線的輸出的最高電壓為483V，以母線電壓變化10%，則母線輸出的最低電壓為Udcmin=483×(1-10%)=435V。該電源設(shè)計(jì)的最大輸出電壓Uout=12V，因?yàn)檎伎毡鹊膿p失，假設(shè)最大有效占空比為Deff=0.85，又副邊整流二極管上壓降Urecd為0.7V，再加上副邊整流電感上約0.3V的壓降ULO，可以估算出變壓器副邊所需的輸出電壓Utransec為：

由以上分析及計(jì)算可知，母線上最低電壓為435V，忽略管壓降，隔直電容上最大壓降設(shè)計(jì)為母線電壓的5%，又有全橋電路前述的輸出特點(diǎn)可知原邊輸入電壓為：

又因?yàn)榇藭r輸出為12V時，變壓器副邊輸出的電壓為15.3V。所以變壓器變比 ktran為

為確保在母線電壓最低時，輸出電壓能達(dá)到+12V，所以取原副邊匝數(shù)比ntran為27。

高頻變壓器匝數(shù)計(jì)算公式如下：

式中 Npri：變壓器原邊匝數(shù)

Vdcmin：電源輸出+12V時,原邊電壓的最低值

T：電源的周期

Δmax：最大占空比

B：磁芯的最大磁通密度

Ae：單個磁芯的有效磁通面積可知母線最低的輸出電壓Vdcmin為413V，因?yàn)殡娫撮_關(guān)頻率為20 kHz, 所以開關(guān)周期為50μs，最大占空比Δmax為45%。由磁芯參數(shù)手冊可知，磁芯的有效磁通面積為1223mm2，由于采用兩個磁芯并聯(lián)，所以最大磁通面積磁芯的最大磁通密度B選3000高斯。所以變壓器原邊的匝數(shù)為：

因?yàn)樵褦?shù)比27,且副邊至少為1匝,所以原邊變壓器的匝數(shù)就為27匝，這樣變壓器的磁芯就預(yù)留了50%磁通余量。磁通量密度的減小,可以很大地降低磁芯的鐵耗,降低了變壓器工作溫升[5]。

3 電路仿真實(shí)驗(yàn)分析

通過對電源的系統(tǒng)級仿真可以使得我們判斷出在某些特定參數(shù)下，電源的動態(tài)特性，通過調(diào)節(jié)參數(shù)使得電源的動態(tài)特性變得更好。本次仿真仿真的任務(wù)主要有是利用Matlab的simulink仿真軟件實(shí)現(xiàn)主電路在全數(shù)字化控制(TMS320F2812)下的運(yùn)行情況。各個主要器件的模型建立之后就可以完成對整個主電路的仿真，如圖4所示。

圖3 一組對管的驅(qū)動的PWM波形

開關(guān)管的對管的一組驅(qū)動波形如圖3所示。工作頻率20KHz, 幅值為 15V。由該圖可以看出，滯后橋臂的驅(qū)動波形（下）相對于其超前橋臂的驅(qū)動波形（上）有一個移相時間。

工作條件：輸入直流電壓+520V,工作頻率20KHZ，開關(guān)管并聯(lián)電容C=20nF,主電路原邊漏感L=20uH,比例參數(shù)Kp=1，積分參數(shù)KI=0.1，濾波電感L=1uH,濾波電容C=45mF,Vo=12V負(fù)載R=6mΩ。

圖4 全數(shù)字控制仿真電路模型

圖5為變壓器原邊電壓和電流的波形。由圖5可見，該仿真原邊電壓和電流波形與前面章節(jié)中分析的移相全橋工作原理的結(jié)果是一致的。

圖5 變壓器原邊電壓和電流波形

圖6 滯后橋臂兩端電壓及其驅(qū)動

圖7 開關(guān)管關(guān)斷時刻放大圖

圖6為輸出電流在1000A時，S4的D、S兩端的電壓波形（幅值高的）和加在其G極的驅(qū)動波形（經(jīng)過放大）。圖6中可以看出，在開關(guān)管打開之前，D、S兩端的電壓已降為零。說明滯后橋臂的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓打開。圖7為圖6中開關(guān)管關(guān)斷時刻的放大圖。由圖7可以看出，開關(guān)管關(guān)斷后，其兩端電壓線性上升，說明了開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。所以說開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)。

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)分析

設(shè)計(jì)實(shí)例：全橋橋式拓?fù)?移相控制策略,輸入電壓Ui=380V±10% DC,輸出電壓12V,額定容量Po=12KW,開關(guān)頻率Fs=20kHz,變壓器原、副邊匝比為N1/N2=27/1，IGBT功率開關(guān)均選用西門子公司的BSM200GB120DN2(200A/1200V),移相控制信號由TI的TMS320LF2407A產(chǎn)生[7,8]。實(shí)驗(yàn)波形如下：

圖8 部分實(shí)驗(yàn)波形

圖8為樣機(jī)變換器功率開關(guān)的漏源電壓和驅(qū)動電壓波形，實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)（ZVS）,良好的波形證實(shí)了理論分析的正確性。

5 結(jié)束語

為了進(jìn)一步提高大功率電鍍電源工作頻率、效率、減小其體積，本文設(shè)計(jì)了一種適合電鍍運(yùn)行的全數(shù)字化控制電路，智能積分型PI控制被采用到控制電路中，提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

ZVS移相全橋電路可在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)電鍍電源的全數(shù)字化控制，具有節(jié)能增效、可靠性高的優(yōu)勢。

[1] 徐應(yīng)年, 趙陽. 簡單高效串聯(lián)諧振逆變電源研究[J]. 高電壓技術(shù), 2008, 1(34): 187-190.

[2] 顧亦磊, 呂征宇, 杭麗君, 等. 一種適用于高壓輸出的軟開關(guān)的多諧振直流變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報. 2006,21(4): 102-104.

[3] 許文香, 蔡麗娟. LLC諧振變換器與傳統(tǒng)PWM變換器的分析與比較[J]. 通信電源技術(shù), 2007, 24(6): 12-14.

[4] 劉海濤. 大功率電鍍用開關(guān)電源的研制[D]. 西安: 西安交通大學(xué). 2003.

[5] 周潔. 逆變電源的數(shù)字控制技術(shù)[J]. 電焊機(jī)2004.32.(12).8-11.

[6] 林磊. 大功率移相全橋DC/DC變換器控制方法研究[J].電力電子技術(shù). 2004. 38(3)17-19.

[7] 李凱. 基于DSP的大功率高頻開關(guān)電鍍電源研究[J]. 電源世界. 2005. 23. (12). 57-60.

[8] 張衛(wèi)寧. TMS320C28X系列DSP的CPU與外設(shè)[M]. 北京:清華大學(xué)出版社, 2004.