四相平板式TFPM正弦波驅動研究

王煥新，史儀凱，崔文峰

(西北工業大學，陜西西安710072)

0 引 言

1986年德國Herber Weh教授提出了一種橫向磁場永磁電機(Transverse Flux Permanent－Magnet Motor，以下簡稱TFPM)結構思想，TFPM經歷了各種改進，至今已經出現了大功率三相輪轂式外轉子TFPM、兩相聚磁式 TFPM［1］等幾種類型，但依然存在漏磁大、結構復雜、加工工藝要求高的問題。本課題組提出一種小型四相平板式TFPM［2］，如圖1所示，與傳統電機相比，具有以下特點:電路結構和磁路結構無耦合，結構模塊化，四相之間完全獨立控制，低速性能好，單相控制簡單，易于實現。

圖1 四相平板式TFPM樣機

目前，四相平板式TFPM的研究主要集中在電動機的結構和磁場分析方面［3］，對電動機控制系統的研究僅停留在可以運轉的基礎上，很少涉及電動機運轉的平穩性、轉矩脈動以及轉換效率。

本文通過對四相平板式TFPM空載反電勢的分析，在綜合四相平板式TFPM電機模型的基礎上，采用正弦波(SPWM)［4］驅動方式，單獨設計四相平板式TFPM驅動系統，完成整個系統的實驗研究。

1 SPWM方法的建立及實現

用一臺800 W直流電機作為原動機，帶動樣機轉子旋轉至額定轉速120 r/min，實際測出四相平板式TFPM的空載反電動勢，如圖2所示。從圖中可以看出，TFPM空載反電勢近似于正弦波。因此，電壓采用正弦波驅動將比PWM能更好地適應該四相平板式TFPM的驅動，同時電流波動、轉矩脈動［5］都將減小，有利于電機轉換效率的提高，降低繞組的諧波損耗。

圖2 四相平板式TFPM空載反電勢

綜合上述原因，本文采用正弦波脈寬調制SPWM對四相外轉子平板式TFPM進行控制，并設計相應的驅動電路，并通過以DSP為控制器的數字控制策略，保證快速的控制系統實時響應，充足的接口，進而發揮電機的最優性能。

SPWM是一種調制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的脈寬調制法，在PWM的基礎上，按照一定的占空比變化，得到的一組幅值相等而寬度不等矩形波。其特點是通用性強、控制調節性能好。實驗利用載波為半波三角波的三階SPWM逆變器，即以半波三角波為載波的規則采樣法作為SPWM波形的開關點算法，以正弦波為被調制波，它包括+E、0和－E三個電平，因此稱作三階，其頻率與載波相同。衡量SPWM的參數有調制度 M［6］、載波比 N、載波頻率fc，其生成原理如圖3所示。

圖3 SPWM生成原理

經過對圖3的分析，則載波頻率為:

式中:tc為載波周期。在圖3中，由正弦波和載波三角波圍成的陰影部分的面積:

式中:ωr為需要調制的正弦波角頻率;tq為采樣周期。為了輸出正弦SPWM波，必須將圖3的陰影面積轉換為面積相同、幅值相等矩形脈沖波，因而需要對式(2)進行離散化處理，并對PWM的幅值進行標準化。令幅值為1，得到求占空比q的表達式:

式中:q為占空比;ts為正弦波周期;I為當前第I個PWM脈沖波;N為一個正弦波周期共需要N個PWM 脈沖，I∈［0，N］。

在程序中可通過輸入I值和N值，通過式(3)可計算當前時刻SPWM波的占空比。

2 四相平板式TFPM的驅動

四相平板式TFPM驅動控制系統首先由DSP主控器發出信號，經過光電隔離送入至四相功率逆變器，最后驅動電機進行起動、加速、減速、停止以及反轉等動作。考慮到樣機的各相的定子、轉子相對位置錯開1/4個極距(45°電角度)以及各相繞組電流在換相時需要一定的時間，不適合采用180°導電模式，因此將導通角度適當調整到 135°［7］，更利于橫向磁場永磁電機工作時的穩定性，抑制轉矩脈動。135°的SPWM導電模式如圖4所示。

四相平板式TFPM的逆變電路為四相H型逆變橋電路，如圖5所示。

單相H橋不能正向或者反向同時通斷(如在第一相中，U1、U4不能同時通斷，U2、U3不能同時通斷)，否則輸出SPWM會出現以下現象。當某一相正向輸出SPWM時，若反向下臂關斷，則該時間段內無法實現電平轉換。由于H橋的上半臂有自舉功能，即使關斷正向上臂的MOSFET，輸出電壓仍然被自舉電壓［8］拉高。為此，通過打開相應的反向下臂，使自舉電壓得到釋放，才能實現正向電壓的關斷，最終形成SPWM。

在驅動電路設計中需要注意兩點:(1)反向的上臂必須關斷，否則將導致短路;(2)必須考慮同一側上下MOSFET導通時的死區時間，以保證上管導通快，下管導通慢;當MOSFET反向導通時，與正向導通情況一致。若輸出SPWM，每一相的四個開關管需單獨控制，因此控制四相平板式TFPM共需要16路開關信號。

3 實驗結果

當四相平板式TFPM在135°導電模式下運行，電機運行在PWM方式下控制端口的波形，如圖6(a)所示。電機運行在SPWM方式下控制端口的波形如圖6(b)所示。對于PWM方式，設定占空比為80%;對于SPWM方式，設定頻率為142 Hz，載波頻率為 18.75 kHz，調制比為 0.9。

圖6 四相平板式TFPM控制端口波形

通過實驗分別可以測出四相平板式TFPM電機在PWM和SPWM方式下的單相電流的波形圖。四相平板式TFPM電機運行在轉速30 r/min時，兩種通電方式下單相電流的波形圖如圖7所示;電機運行在額定轉速120 r/min時，兩種通電方式下單相電流的波形，如圖8所示。

圖8 四相平板式TFPM 120 r/min下單相電流波形圖

分別采用圖7和圖8中PWM和SPWM的通電方式，兩種通電方式下的實驗結果如表1和表2所示。

表1 低轉速為30 r/min時，PWM和SPWM兩種通電方式對比結果

表2 額定轉速為120 r/min時，PWM和SPWM兩種通電方式對比結果

由于無法直接測量輸出轉矩，因此轉換效率［9］無法直接獲得。但是可采取SPWM和PWM轉換效率對比的方法來比較兩種控制方式在樣機的運行時的優劣性。轉換效率=輸出功率/輸入功率，輸出功率用輸出轉速來代替，此時轉速相同，即輸出功率相等，輸入功率是輸入電壓和輸入電流的乘積，而輸入電壓相同，通過對比電流的變化比較轉換效率的高低。兩種方式下的轉換效率比:

式中:ηS為SPWM方式下的轉換效率;ηP為PWM方式下的轉換效率;TS為SPWM方式下的輸出轉矩;TP為PWM方式下的輸出轉矩;IS為SPWM方式下的輸入電流;IP為PWM方式下的輸入電流;Ui為輸入電壓。

通過對比兩種通電方式下的電流波形，SPWM方式下的電流突變小，電流變化一致性好，進而直接影響轉矩脈動，使轉矩脈動變小，降低繞組的諧波損耗。

4 結 論

相比PWM控制方式，四相平板式TFPM采用SPWM控制方式的優點:

(1)實驗結果表明，當電壓、轉速相同情況下，SPWM控制方式能有效提高四相平板式TFPM的轉換效率，在低轉速30 r/min時，效率提高8%，而在額定轉速120 r/min下，效率提高11%，其帶負載能力更好。

(2)通過對比電流的變化，SPWM控制方式的轉矩脈動更小，電機工作更平穩。該方式對后續的閉環控制提供了良好的控制方法。

因此，四相平板式TFPM很適合應用到控制靈活性高、低速大功率場合，例如船舶或者工業機床方面。

［1］ Schuttler J，Orlik B.Analytical model describing the operation behaviour of Transverse Flux Machines in flat magnet configuration［C］//European Conference on Power Electronics and Applications，2007:1 －10.

［2］ 王萑，史儀凱，唐博，等.新型小功率平板式TFPM設計研究［J］.機械科學與技術，2010(3):308 －311.

［3］ Wang Huan，Shi Yi－ kai.An Investigation of Four－ Phase Flattype TFPM and Control System［C］//ICICIC －2009，326:476 －479.

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［5］ Zhang Cun － shan，Bian Dun － xin.A PWM control algorithm for eliminating torque ripple caused by stator magnetic field jump of brushless DC motors［C］//Proceedings of the World Congress on Intelligent Control and Automation.2008:6547 －6549.

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