OFDM信號接收電路設(shè)計分析

劉 煜,張其善,王金奎

(1.北京航空航天大學(xué)通信信息工程學(xué)院,北京100083;2.中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北石家莊050051)

0 引言

OFDM作為解決無線多徑信道高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼{(diào)制方案早已被人們所重視,并且已經(jīng)成為第四代無線通信候選方案之一。WLAN的IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)中使用OFDM作為信號物理層傳輸?shù)恼{(diào)制方式,信號頻率范圍達到4.8～5.8 GHz,瞬時帶寬為20 MHz。一般情況下,接收機采用2次變頻方式,接收電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜。零中頻接收技術(shù)具有電路結(jié)構(gòu)簡單的特點,電路結(jié)構(gòu)的簡化將直接帶來接收機體積上的縮減,省去大部分的器件費用。然而,這種零中頻變頻相位噪聲較大,是否滿足OFDM信號接收要求,還需要估計接收機相噪指標(biāo),以及具體分析WLAN OFDM信號解調(diào)要求。

采用零中頻變頻方案,變頻后的基帶信號就將含有部分直流信號,其中含直流分量的寬帶信號的采樣需要解決2個問題:直流漂移問題和如何保持寬帶信號傳輸增益穩(wěn)定問題。而保持傳輸增益在全工作頻段穩(wěn)定的關(guān)鍵是實現(xiàn)信號傳輸中的阻抗匹配,即接收負載的變化(主要指A/D采樣、保持狀態(tài)的轉(zhuǎn)變),不會引起接收信號幅度的變化,因此,需要在零中頻下變頻器與采樣電路間設(shè)計合適的驅(qū)動電路。以上2個問題的解決就轉(zhuǎn)變?yōu)樵擈?qū)動電路的設(shè)計問題。

1 接收機變頻設(shè)計方案

1.1 零中頻變頻

零中頻又稱直接式降頻架,它是將接收信號直接降至基頻,也就是把中頻移到0 Hz處。由于信號載頻和本振頻率重合,沒有鏡像分量,故對變頻前的射頻放大器及變頻器的選擇性要求大為降低。而且,由于通常只需一次變頻,不需中頻濾波,變頻輸出采用容易實現(xiàn)的低通濾波器,元器件少,接收機結(jié)構(gòu)簡單[4-6]。另外,變頻后信號帶寬變?yōu)橐颜{(diào)信號的一半,增大了A/D器件的選擇余度,降低了A/D器件的功耗。

為了滿足高速突發(fā)通信中載波同步快速鎖定的要求,零中頻變頻接收機的接收本振不能由模擬PLL在RF或IF上鎖定,而是由本地提供參考振蕩器提供參考時鐘。

1.2 接收機變頻設(shè)計

1.2.1 OFDM信號頻譜特征

在WLAN系統(tǒng)中(802.11a),信號頻譜具有明顯的特征:第0子載波位置沒有信號,即載波頻率處的頻譜峰值小,第-1子載波和第1子載波的起始頻率距第0子載波＞30 kHz。含有信息子載波48個,導(dǎo)頻子載波4個,全部子載波為48+4=52個,子載波間隔312.5 kHz,信號帶寬約為17 MHz。

1.2.2 OFDM信號零中頻下變頻結(jié)構(gòu)

IEEE802.11a協(xié)議規(guī)定載頻附近(±30 kHz)不含調(diào)制信息,一方面能夠便于去除直流漂移,另一方面避免了基帶信號受到閃爍噪聲的影響。因此,零中頻接收技術(shù)是最合適的選擇,一方面充分利用了零中頻接收技術(shù)所帶來的電路結(jié)構(gòu)簡化優(yōu)勢,同時又避免了零中頻接收技術(shù)中存在的低頻噪聲高所帶來的性能下降,實現(xiàn)了成本與性能的平衡,其電路設(shè)計如圖1所示。

圖1 OFDM零中頻接收機原理

2 接收機相噪指標(biāo)分析

不同體制的信號,解調(diào)處理的方法不同,接收機指標(biāo)要求也就不同。下面將OFDM接收機與普通數(shù)字調(diào)制接收機做一個對比,通過對比分析普通數(shù)字調(diào)制信號與OFDM信號解調(diào)原理的不同,能夠獲得OFDM接收機的主要指標(biāo)要求。

對于一般非OFDM體制的普通MPSK和MQAM信號,信號接收解調(diào)的關(guān)鍵是信號的接收同步(包括時間同步、頻率同步)。對應(yīng)到接收機的性能指標(biāo)上,則是接收機的相位噪聲、本振頻率穩(wěn)定度。其中:接收機的本振相位噪聲是影響時間同步性能的主要指標(biāo);接收機本振頻率穩(wěn)定度指標(biāo)則主要決定了載波同步的性能。對于常規(guī)數(shù)字信號的解調(diào)來說,尋找各個碼元的最佳判決時刻是主要問題。若相噪指標(biāo)差,就會使最佳判決點定位出現(xiàn)大的抖動,產(chǎn)生碼元間互擾,影響解調(diào)指標(biāo);但是小的頻率偏移卻對整個系統(tǒng)的影響不太大。因此,普通的PSK和QAM接收系統(tǒng)對相噪指標(biāo)的敏感度很高,尤其對于高階數(shù)字調(diào)制,這種要求更為苛刻。

WLAN的OFDM信號的調(diào)制方式為:BPSK、QPSK、16QAM和 64QAM。作為一種特殊的信號體制,OFDM是一種頻分復(fù)用方式,由一系列在頻率上等間隔的子載波構(gòu)成,可以用復(fù)數(shù)表示為:

式中,An和φn為子載波的幅度和相位。

在時域上,為了解決信號傳輸中的多徑問題,OFDM信號的每個符號中都加入了循環(huán)前綴,每個循環(huán)前綴都是符號中部分信息的復(fù)制,用于克服由于多徑所帶來的符號間干擾。解調(diào)中的時間同步點只要保持在正確符號開始之前、循環(huán)前綴之中就可以,因而對時間同步的要求不是非常嚴格。

在頻域上,不同于一般數(shù)字調(diào)制信號的解調(diào),WLAN OFDM信號解調(diào)過程中采用FFT操作來分離每個子載波,為了保證各子載波的嚴格正交性,避免產(chǎn)生載波間干擾,準(zhǔn)確的頻偏估計是關(guān)鍵。因此,較之時間同步精度,頻率同步精度對OFDM信號解調(diào)性能影響更大。

綜合以上分析,在時域上OFDM信號中循環(huán)前綴的存在,使得其接收解調(diào)處理對由相位噪聲引起定時抖動并不敏感。然而,由于頻域上OFDM信號各子載波間的正交性,卻使其對由載波頻率抖動所帶來的載波頻偏非常敏感。

零中頻接收方案中,測試得到接收機相位噪聲特性相噪最差的頻點在80 kHz附近。根據(jù)文獻[1-3]的分析結(jié)論,得到噪聲功率譜密度函數(shù)Sθ(f)與相位噪聲值L(f)間的換算關(guān)系為:

相位噪聲是噪聲在多個頻率分量的疊加結(jié)果 ,這些頻率分量有 :f0、f-1、f-2、f-3等 ,考慮到零中頻接收電路連接有高通濾波器(截止頻率30 kHz),得出對相位噪聲和貢獻最大的分量為f-2項。根據(jù)文獻[1]的結(jié)論,得到接收機相位噪聲功率譜密度 Sθ(f)與信號定時抖動值JRMS(單位秒)之間的關(guān)系有:

式中,θ(t)為信號相位瞬時值,f0為可能對解調(diào)性能影響最大、相噪指標(biāo)最差的頻率段,此處選擇f0=80 kHz～8 MHz,計算出接收機定時抖動為:

在WLAN系統(tǒng)中 ,循環(huán)前綴長度為0.8 μ s,能夠適應(yīng)240 ns的多徑延遲,5 ns的信號定時抖動不會影響解調(diào)性能。

根據(jù)這個結(jié)論,從OFDM信號解調(diào)能拿容忍的最大定時抖動同樣能夠推導(dǎo)出接收機的最差相位噪聲。這一計算在已經(jīng)做好基帶信號解調(diào)算法仿真、開始接收機具體電路設(shè)計過程中進行,用于計算接收機相噪指標(biāo)理論下限。

根據(jù)WLAN協(xié)議要求以及OFDM信號解調(diào)算法仿真結(jié)果,得出解調(diào)定時抖動均方根值為:

帶入式(4)和式(3)有:

得到WLAN OFDM信號接收機相位噪聲理論下限為:-80(dBc/Hz)。

3 全直流耦合采樣驅(qū)動技術(shù)

接收信號經(jīng)過零中頻下變頻后輸出零中頻信號,需要進行A/D變換。一般情況下,為了避免直流漂移和閃爍噪聲,變頻器與A/D采樣電路的連接采用交流耦合形式,一般通過中間串接高通濾波器來實現(xiàn)。對于WLAN OFDM信號,該高通濾波器的截止頻率僅有30 kHz,因此濾波器體積較大。

直流耦合連接最關(guān)鍵的問題在于:共模電壓的匹配問題和阻抗匹配問題。零中頻下變頻電路與A/D采樣電路間最簡單的直流耦合連接是將前者的輸出直接與后者的輸入相連到一起。然而,若零中頻接收電路的輸出共模電壓同A/D采樣電路的輸入共模電壓不相等,不能采用這種簡單直連的方式。而且,為了達到最佳傳輸效率,零中頻接收電路的輸出阻抗應(yīng)與A/D采樣電路的輸入阻抗相匹配。因此,需要在零中頻接收電路與A/D采樣電路間加入合適的驅(qū)動電路。

具體解決方案如下:采用驅(qū)動放大器AD8139作為隔離驅(qū)動電路。AD8139是一個射頻驅(qū)動芯片,能夠提供輸入與輸出共模電壓的隔離。芯片的輸入輸出采用差分傳輸形式。這樣,整個基帶電路全部采用差分連接,能夠提供額外的共模抑制,解決由于零中頻接收所帶來的偶次諧波失真問題。

AD8139的全部功能引腳中,除了輸入/出、電源引腳,還有一個專用的共模電壓輸入引腳,用于輸出信號共模電壓的設(shè)置。

其中,A/D采樣電路的共模電壓為3.5 V,所以只需將AD8139的共模輸入引腳與3.5 V穩(wěn)定電源相接,就可以使實現(xiàn)與A/D采樣電路的共模電壓匹配。由于AD8139的輸入電路能夠適應(yīng)極寬范圍的輸入共模電壓,因此可以將AD8139的輸入以直流耦合方式連接零中頻接收電路。這樣,就可以達到零中頻接收電路與A/D采樣電路的直流耦合,實現(xiàn)共模電壓的匹配。AD8139的連接如圖2所示。

圖2 直流耦合采樣驅(qū)動電路設(shè)計

同時,在AD8139外部連接不同的外接電阻,通過選擇外接電阻的阻值,設(shè)置驅(qū)動增益和輸入、輸出阻抗,滿足前端零中頻接收電路和后面A/D電路的阻抗匹配要求,實現(xiàn)最佳匹配傳輸。為了保證I、Q兩路信號的幅度、相位的一致性,外接電阻需要選用精密電阻,I路與Q路相同位置電阻阻值盡量保持一致,避免引入I、Q失配誤差。

4 實驗測試結(jié)果分析

按照以上分析設(shè)計WLAN OFDM接收機,采用零中頻接收體制。考慮到接收機還有盲信號分析的功能要求,相噪設(shè)計指標(biāo)高于前面分析指標(biāo)。最終設(shè)計實現(xiàn)接收機主要指標(biāo)為:

相位噪聲:-85(dBc/Hz)@80kHz;

頻率范圍:4.8～5.8 GHz;

噪聲系數(shù):6 dB;

AGC動態(tài)范圍:90 dB。

現(xiàn)選取WLAN中最高階調(diào)制64QAM作為被測源信號,實際測試得到測試結(jié)果如圖3和圖4所示。圖3為采樣零中頻信號得到的時域波形圖,圖4為解調(diào)該零中頻OFDM信號得到的星座圖。

圖3 64QAM調(diào)制OFDM信號時域波形

圖4 64QAM調(diào)制OFDM信號解調(diào)星座圖

射頻信號經(jīng)過下變頻電路成為零中頻基帶信號,從A/D采樣數(shù)據(jù)的時域波形可以看出信號沒有直流漂移和失真。

觀察解調(diào)星座圖,在最高階調(diào)制64QAM模式下的星座點邊界清晰,系統(tǒng)能夠正確解調(diào),表明該直流耦合模式在低頻頻段沒有信號損失,系統(tǒng)在有效帶寬內(nèi)頻段能夠保持增益和相位穩(wěn)定,滿足系統(tǒng)對OFDM信號的正確接收和解調(diào)。

5 結(jié)束語

根據(jù)對WLAN OFDM信號的信號體制分析,設(shè)計接收機采用零中頻變頻方案,大大簡化了接收電路結(jié)構(gòu)。此外,作為一種對抗多徑的有效技術(shù),OFDM信號解調(diào)算法對時偏敏感度小,降低了對接收機相噪指標(biāo)的要求,能夠采用更便宜的器件,從而有利于小型化、低成本接收機的設(shè)計實現(xiàn)。

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