毫米波段寬帶信號源的設計與實現*

呂 波,都學新,李武軍,羅小平

(軍械工程學院光學與電子工程系,河北石家莊 050003)

0 引 言

相對于微波頻段雷達,毫米波雷達工作波長更短,因此它的設備體積小、重量輕、機動性能好,并能夠提供較高的測量精度和良好的目標分辨率;同時,毫米波雷達不易受到電子干擾,具有較強的穿透云、霧和灰塵的能力,因此適合于全天候工作[1].目前國內外大量的軍用或民用雷達都逐步發展到毫米波頻段.

對于數量日益龐大的毫米波雷達,如何快捷地測量雷達的靈敏度指標變得尤為迫切.目前雷達靈敏度測試通用的方法是:利用信號源產生高頻能量注入到雷達接收機,逐漸降低信號源輸出功率,直至接收機輸出信噪比達到1∶1,此時注入到雷達接收機的功率電平即為雷達靈敏度[2].根據這種測試方法,如果采用通用的儀器作為測試信號源,成本將極其昂貴.例如安捷倫公司生產的40GHz的模擬信號源E8257D,價格高達50萬元人民幣,顯然不適宜于普通用戶,因此研究專用信號源迫在眉睫.目前有大量的文獻研究高性能信號源的設計與開發,但是能夠達到毫米波頻段的卻很少.文獻[3-4]設計的毫米波信號源只具有頻率控制的功能,功率控制和脈沖調制功能無法實現.此外文獻[4]設計的信號源體積較大,由兩個機箱組成,且成本較高,顯然不適宜于便攜式檢測設備使用.因此,本文為滿足毫米波段雷達的靈敏度測試需求,設計了一種小型化、低成本、數字控制的微波信號源.

1 指標要求及方案選擇

1.1 設計指標

①頻段:8 mm波長;②帶寬:2GHz;③輸出功率:≥+7 dBm;④功率控制:變化范圍≥30 dB;⑤輸出信號形式:連續波、簡單脈沖信號;⑥最小脈沖寬度:≤0.1μs;⑦接口形式:串口(頻率控制), 2.92 mm K型接頭(射頻信號).

1.2 方案選擇

目前微波信號源的設計可采用DDS、DRO、PLL和直接倍頻等幾種方法.直接倍頻方式由于輸出頻率不可程控,且體積龐大,顯然不可采用.DRO方式調諧帶寬較窄,且頻率穩定度較差,也不適合雷達靈敏度的測試.DDS方式對工作頻段在1GHz以下的雷達比較適合,當針對更高頻率的雷達時,需增加多個倍頻、濾波單元,限制其應用范圍.PLL方式輸出頻率可大范圍程控,步進頻率kHz量級足夠滿足雷達靈敏度測試的需要,且體積小、成本低,非常適合用作雷達檢測信號源.因此便攜式雷達性能檢測儀優選PLL來實現微波信號源.

2 信號源設計與實現

2.1 結構與工作原理

圖1為信號源的整體組成框圖.單片機負責接收上位機送來的頻率控制命令,并譯碼,轉換為PLL芯片所需的串行頻率控制字.PLL負責產生X波段的基頻微波信號,基頻信號在經過4倍頻即得到毫米波頻段的輸出頻率.

由于毫米波頻段的可調衰減器、微波開關價格昂貴,安裝焊接工藝要求極高,因此信號源的功率控制、脈沖調制功能單元放在 4倍頻器前,以較低的成本和較高的可靠性實現了所需的功能.當4倍頻器前的開關關閉時,只有很小的功率泄漏進倍頻器,由于達不到倍頻器輸入功率的要求,不會有毫米波信號輸出;當開關打開時,開關的插損是很小的,于是 4倍頻器可獲得足夠大的輸入功率,產生較大功率的毫米波信號.微波開關速度極快,從而實現了小占空比脈沖調制輸出信號的功能.為實現精確的窄脈沖調制,脈沖調制控制字直接由上位機送給高隔離開關芯片,而不經過單片機轉發,以避免單片機程序執行所引起的調制脈沖寬度不準.四倍頻器前串接的壓控衰減器負責控制毫米波信號源的輸出功率,以便進行毫米波雷達的靈敏度測量.

圖1 信號源原理組成框圖Fig.1 Block diagram of designed signal source

圖2 單片機端口配置Fig.2 Definition of MCU ports

4倍頻器采用兩級有源二倍頻器的串聯的方式實現.由于有源倍頻器輸出功率較大,因此只需要在X波段將PLL的輸出功率放大到足夠的功率電平,可驅動第一級倍頻器,后續第一級倍頻器輸出的功率不需放大即可推動第二級倍頻器,第二級倍頻器的輸出功率不需放大即可滿足大于7 dBm的系統指標要求.這樣,既簡化了電路設計,省掉一個 Ku波段和一個 Ka波段放大器,又提高了信號源自身的可靠性.

C8054F340為系統采用的單片機.它有5個P口,內部集成有振蕩器、10位ADC和兩個比較器, 70%的指令占用1～2個系統周期,具有64 k的flash和4 k的RAM,可在線調試程序[2].圖2為單片機工作原理圖,端口P0.4、P0.5與上位機相連,實現頻率控制;P0.6、P0.7為信號源的狀態反饋信號,反映信號源是否失鎖、目前程序是否執行中等.P3.2、P3.3和P3.4依次連接PLL芯片的CLK、DATA和LE端口.

2.2 鎖相環電路設計

PLL部分的原理圖見圖3所示.ADF4107為 AD公司生產的寬帶 PLL芯片,最高工作頻率可達7GH z.它內部集成有鑒相器、R分頻器和N分頻器等,通過CLK、DATA和 LE三線串口進行頻率配置.按照器件要求,上電后依次配置初始化寄存器、功能寄存器、參考寄存器和AB寄存器.其中,初始化寄存器和功能寄存器負責配置預分頻系數P、VCO調諧極性、電荷泵輸出電流大小、CP輸出狀態和快鎖模式選擇等等;參考寄存器主要完成參考分頻系數 R的配置.由于信號源要求的跳頻間隔為1MHz,于是選擇PLL的鑒相頻率為0.25MHz,這樣4倍頻后頻率間隔即為1MHz.設計中使用50 MHz的參考晶振,于是R分頻系數就等于

圖3 PLL部分原理圖Fig.3 Schematic of PLL

在固定點頻工作模式下,AB寄存器的配置可根據公式求解.

式中:fVCO為外部壓控振蕩器的輸出頻率;fREFIN為參考晶振頻率,fREFIN/R=0.25MHz就是鑒相頻率;P為雙模預分頻系數,它由功能寄存器配置,其選擇的原則如公式所示.

由于信號源工作在跳頻模式,因此AB寄存器的配置需要根據上位機的頻率控制字實時更新,并同時滿足公式(2),(3)的限制條件.

壓控振蕩器型號為HMC510,它是Hittite公司生產的8.45～9.55GHz寬帶VCO,具有2分頻和4分頻輸出功能.利用它的2分頻輸出送入PLL芯片,以滿足ADF4107最大工作頻率上限7 GHz的要求,從而省去外置分頻器的成本和節約電路板空間.VCO在8.45～9.55GH z頻率范圍內所對應的調諧電壓范圍為2.5～11 V,因此PLL必須采用有源環路濾波器,見圖3中虛線框內部分.為了提高輸出頻譜的相位噪聲性能,環路濾波電路中的電壓放大器需采用超低低噪聲運算放大器.

2.3 功率控制和脈沖調制功能的實現

為了精確測量雷達的靈敏度,信號源的輸出功率必須能夠連續準確改變.此外,考慮到PLL輸出的信號為連續波,而目前絕大部分雷達工作于脈沖模式,因此為了能夠測試脈沖雷達的靈敏度,檢測信號源還必須具備脈沖調制的功能.功率控制及脈沖調制功能實現的原理見圖4所示.

圖4 功率控制和脈沖調制電原理圖Fig.4 Schematic of pow er control and pulse modulation

圖5 壓控衰減器接口電路Fig.5 In terface circuit of voltage-variable attenuator

采用寬帶微波壓控衰減器HMC346LP3來實現輸出功率的精確調整.該芯片工作頻率范圍可達DC～14 GHz,衰減范圍0～30 dB,插入損耗約2 dB.該壓控衰減器采用-3～0 V的負電平控制衰減量,因此必須采用圖5所示的接口電路將0～+3 V的控制電平轉換為-3～0 V的控制電平.

采用數控開關來實現脈沖調制功能.為了模擬高重頻窄脈沖雷達的回波,數控開關的速度要求非常快,達到ns量級. HMC347LP3為本設計選用的開關芯片,其開關速度優于6 ns,完全滿足0.1μs量級的脈沖調制需求;工作帶寬為DC～14GHz,隔離度達47 dB[5].

圖6 串口通信接口電原理圖Fig.6 Schematic of serial communication in terface

2.4 串口接口電路

PLL的頻率控制通過串口與上位機通信,圖6給出了采用MAX232的串口通信硬件電路原理圖.因為MAX232具有驅動能力,所以不需要外加驅動電路.它內部集成有一個電源電壓變換器,可以把輸入的+5 V電源變換成RS-232輸出電平所需的 ±10 V電壓.MAX 232外圍僅需4個鉭電解電容C1、C2、C3和C4,取值均為1μF;C5為0.1μF的去耦電容[10].

2.5 程序設計

圖7 信號源軟件流程圖Fig.7 Flow chart of signal source's software

單片機加電后,首先進行單片機初始化配置.將P3口均設置為非模擬輸入,推挽輸出模式;設置串口工作于方式2,允許串口中斷;設置定時器1工作于模式2,配置串行通信波特率為9 600 bps;關閉看門狗和不需要的復位源及中斷,然后進入主程序.

主程序是一個大循環體.首先通過串口接收頻率控制字并保存;計算出鎖相環AB寄存器的A值和B值;依次配置PLL芯片的初始化寄存器、功能寄存器和參考寄存器和AB寄存器.當一次頻率配置結束后,返回一個高電平給上位機,告之本次頻率配置結束,可以進行新的頻率配置.此時,如果上位機送來新的頻率控制字,單片機將會響應新的串口中斷,并重新配置PLL.

每次頻率配置完畢后,PLL還返回上位機一個 LOCK信息.如果PLL處于鎖定狀態,則LOCK輸出端為高電平,否則為低電平.上位機在每次發送完一次頻率控制字1 ms后都要去判斷LOCK是否為高:如果為高,說明PLL工作正常,已經鎖定;否則,PLL異常,未鎖定,報告信號源故障.

在整個程序中最為復雜的是 PLL分頻系數N的計算和AB寄存器的配置.鑒相頻率選為0.25 MHz,假設信號源最低輸出頻率為34GHz,則PLL輸出頻率為8.5GHz,N=34 000.首先將它存入地址40H和41H中,用N值除以P值,商即為AB寄存器中的A值,余數即為B值.其中P值是根據公式確定的.

整個單片機控制程序流程如圖7所示.

3 測試結果

3.1 輸出功率測試

在頻率為35GHz情況下,實測信號源的輸出功率變化范圍可達 -46～+7.5 dBm,配合使用固定衰減器,可以實現更大范圍的輸出功率控制.

3.2 調制特性測試

開關關閉時,實測隔離度為50 dB.

3.3 輸出頻譜測試

相位噪聲性能優良,測試結果見圖9所示,可達到 -60 dBc/Hz/250 kHz,-95 dBc/Hz/1 MHz,完全可以滿足雷達靈敏度測試信號源的要求.

圖8 信號源原理樣機Fig.8 Prototype of designed signalsource

圖9 輸出頻譜測量結果F ig.9 Test result of frequency spectrum

4 結 論

本設計的雷達檢測信號源體積小、重量輕,輸出功率、頻率、信號形式均可控,既可單獨使用,通過計算機串口進行控制,也可配合其它板卡組成綜合性雷達性能檢測設備.該信號源以極低的成本實現對雷達靈敏度指標的測量,因此經濟效益非常明顯.

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