中頻SCR 逆變器恒功率輸出的研究

王賀云，彭詠龍，李亞斌，呂 濤

0 引言

感應加熱電源已有80 多年的歷史，感應加熱電源是將三相工頻電源轉變為更高頻率的交流電源的一種裝置，通過非接觸的方式對負載進行熱處理。在高頻、超音頻段的感應加熱領域，全控型器件已經取代晶閘管成為了主流的變流器件［1］。但是晶閘管具有耐高壓、耐大電流、工作可靠、損耗低和價廉等特點，使得在中低頻段(60 ～1 500 Hz)與絕緣柵極晶體管等全控型器件相比具有其無法比擬的優勢［2］。實際情況是在國內外，中大功率的加熱電源主要仍以晶閘管為換流器件。現有的中頻控制方法主要有RC 移向法、定角法、定時法、電壓電流交角法［3］。上述方法有電路簡單的優越性，功率調節依靠整流橋來調節，共同的缺陷是不能通過逆變器調節功率，而且由于其控制的特點使得額定功率輸出受到一定限制，無法滿足電源對更高額定功率輸出及功率恒定的要求，在使用的過程中必須通過手動的調節功率。所以有必要研究一種新的電路來實現在大功率條件下的恒功率輸出。

1 SCR 中頻逆變電源技術分析

1.1 中低頻電源的特點

大功率中低頻電源作為特殊的應用領域有其獨特的特點:

(1)工作頻率低。工作頻率范圍僅為60 ～1 500 Hz。

(2)允許存在相對微小的穩態誤差。中頻電源負載電路呈容性，晶閘管關斷需要一定的反壓時間且負載電流必須保持連續，所以要求逆變晶閘管的觸發信號超前負載電壓一定的相差，鎖相環鎖定頻率必須經過移向電路后才能作為觸發信號，即在相角變化范圍內鎖相環微小的相位誤差對正常工作沒多大影響［4］。

(3)電源功率越大對頻率的捕捉速度及響應的靈敏度要求越高，在起振過程中負載的品質因數變化較大，盡管起振方式有多種，鎖相環的鎖定速度是起振成功的關鍵因數。

(4)隨著功率越大，受到各種干擾的影響也越嚴重，因此對低通濾波器的各項參數的要求非常高。

(5)熔煉負載工況要求有盡可能大的功率輸出，但負載在熔煉過程中不斷變化，為了提高單產和電效率，需要使功率在一定范圍內保持恒定且盡量為額定功率輸出。

1.2 中低頻電源的結構及工作原理

由于現有技術的原因，串聯型中頻電源功率做不大且成本亦較高。因此并聯型中頻電源受到更多的關注，圖1 為全橋并聯中頻電源的主電路。工作原理為:濾波電抗器Ld的作用是使輸出的直流連續，減小電流波紋的幅值，阻隔中頻電流進入整流側。負載回路等效為由感應線圈L 與小電阻R 串聯，由于負載的自然功率因數很低，所以通過與補償電容器C 并聯來提高功率因數。當逆變器正常工作時，兩組晶閘管KS1，KS3與KS2，KS4以略大于負載固有頻率輪流導通，滿足在換流后給應該關斷的晶閘管加上足夠的反壓時間，以保證可靠關斷。當主回路發生并聯諧振時，負載回路對基波電流的阻抗為最大值，對其他高次諧波呈現低阻抗，使得輸出電壓近似正弦波。

圖1 并聯逆變器的主電路Fig．1 Main circuit of parallel inverter

2 常規并聯中頻電源功率調節存在的問題及解決方案

熔煉工況要求盡可能大的輸出功率，以縮短熔煉周期，減少熱損耗。為了提高輸出功率，通常采用逆變橋之間串聯或并聯及逆變器之間串聯或并聯的方法，由于均流和均壓方面的限制，使得串并聯方式不可能在功率提高上有更大的突破，所以提高功率輸出歸根結底還是要提高單個逆變橋的功率輸出能力［6，7］。從安全的角度考慮，額定的輸出電壓和額定的輸出電流必須要受一定的限制，不能無限增大。常規并聯中頻電源設計思想為，使逆變角固定一個盡量小的角度，以提高逆變橋的功率因數［8～10］。功率的調節完全依賴改變整流橋的觸發角，存在的問題是，若改變功率輸出即得改變整流橋的觸發角，則隨著電壓的降低會增大在電源中傳輸的無功功率。這樣就與熔煉工況對額定輸出的要求有所違背。負載在熔煉的過程中不斷變化，常規的設計不能使負載的輸出功率為恒定功率。所以只有使R 與負載電源相匹配才能滿足恒功率輸出的要求。如果能像串聯型中頻電源那樣通過逆變橋調節中頻電源輸出電壓，就可能得到類似串聯中頻電源的輸出特性。雖然在調節的過程中增大φ 會降低逆變橋的功率因數λ，增加無功的輸出，相對于諧振槽路來說，增加的比例是非常少的，而且最大的好處是提高了整流橋的λ。由于逆變輸出電壓受到電容器及晶閘管耐壓范圍的限制同時逆變晶閘管的換相電壓Uγ=Udsinφ/ (0.9cosφ)會隨φ 角增大而加倍增加，所以φ 不能太大，同時保證逆變器工作在安全的di/dt 和可靠關斷時間的范圍內，φ 不能太小。

3 改進的控制電路組成及原理

根據負載對恒功率的要求，本文提出一種新的控制電路，控制系統圖如圖2 所示。本文的控制方法是在傳統的控制電路基礎上，在負載變化時，快速調節負載功率因數角，提高了鎖相環的控制精度和動態性能。保證了逆變器在最佳的容性狀態下工作。具體鎖相圖如圖3 所示。鎖相環實際是一個相位誤差控制的閉環負反饋系統，其處于鎖定或跟蹤時具有以下的基本特征:①鎖定狀態可以實現有相差頻率跟蹤;②具有良好的窄帶載波跟蹤特性;③具有良好的調制跟蹤特性［11］。如圖3 所示，輸入的同步信號取自槽路電壓互感器的副邊，經電壓比較器放大形成占空比為50%同頻方波信號進入CD4046 的14 腳，與3腳經過異或門鑒相器比較，其相位差由相位比較器2 腳輸出。3 腳的另一路輸入到脈沖形成電路經隔離驅動，去觸發晶閘管導通。圖3 中三極管作為反相器與反饋電阻配合形成對逆變功率因數調節器LM301 的反饋輸入，同時由于其基極需要足夠大的電壓才能導通，有效地濾除了相位差中的噪音和干擾成分，起到了低通濾波器的作用，由于省略了環路濾波器，從而減少了對捕捉時間的影響。LM301 的輸出端輸入到壓控振蕩器的控制端9 腳，壓控振蕩器的輸出端4 腳回到相位比較器PCⅠ的輸入端，這樣就形成了一個無頻差可調節相差的閉環系統。當設備啟動時，開關與1端閉合，調節RW1使壓控振蕩器輸出頻率高于負載固有頻率20% ～30%范圍內給負載一個啟動電壓，調節RW2可使LM301 的一端輸出固定電壓值，確保不會因電路器件溫度的變化，引起比較值的改變。調節RW3可調節對應的相位變化，使啟動時有較大的引前角，使啟動成功的機率更大。然后在低壓下通過連續的掃頻使負載建立起震蕩，再逐漸增加整流橋的輸出電壓，直到滿負荷輸出。其中，圖3 鎖頻鎖相電路中的關鍵點電壓波形如圖4 所示。

圖2 鎖相控制系統圖Fig．22 Lock control system diagram

圖3 鎖頻鎖相控制原理圖Fig．3 Frequency-locking phase-locked control schematic

負載逆變角φ 的調節原理如下:當負載額定功率輸出時，此時的輸出功率P 的數學模型為

圖4 鎖相電路中關鍵點波形Fig．4 Phase-lock circuit key points in the waveform

由上式中知，當Ud為恒定值時，改變負載逆變角φ 就可改變UH，但是調節要在一定的范圍，根據不同的負載電壓范圍也有所不同。所以在啟動的過程即UH的低壓端，仍采用整流橋進行調節，此時的φ 可根據負載的情況進行調節;在UH的高壓端，讓整流橋的Ud保持最大，即可通過調整φ 來保持電源的滿功率輸出。圖5 中讓功率反饋值與表示額定功率的RW4值進行比較，假設負載RH增大則負載輸出功率減小，引起功率反饋值Pf的減小，通過前LM301 構成的調節電路和后LM301 構成的加法器從3 端輸出信號使φ 角減小，然后再反作用給功率反饋值Pf，最后達到一個新的平衡。圖5 中經RW5調節值與Ud比較，控制mos 管的通斷，當直流電壓達到最大值時，此電路投入使用。在調節的過程中可能出現3 端輸出電壓值過大或過小的情況通過RW7與RW8構成的限幅電路是限制3 端的最大與最小值，保證設備的安全運行。

圖5 負載逆變角φ 的調節電路Fig．5 Load inverter angle φ adjustable circuit

4 仿真結果

本文利用Matlab/Simulink 建立了仿真模型，設置直流側電壓Ud為1 000 V，模擬直流側功率因數λ 為1 時，逆變側負載變化時，負載電壓UH及負載電流IH的變化情況如圖6 ～8 所示。

從圖6 ～8 中可以讀出φ，Id，UHm，可得表1。從表1 中可以看出在負載發生變化時，由于限流的作用使輸出電流Id基本保持為額定輸入電流，負載電壓UH會隨著功率因數角φ 的增加而增大。通過在不同功率因數角φ 值得情況下，測得穩態時輸出有功功率P 基本保持不變。在實際的熔煉工況下，R'的變化范圍為2.0 ～2.7 倍，cos2φ 從φ=30°到φ =60°變化范圍為3 倍，所以在負載變化范圍內可以使直流等效電阻Rd保持不變，即在恒功率區間內可以完成熔煉的整個過程。通過理論分析、仿真波形及實驗波形驗證了本文提出控制方案的可行性。

表1 不同φ 值下參數表Tab．1 Parameters under different values of φ

5 結論

本文設計的電路應用于1 000 kW/1 000 Hz 并聯型中頻感應加熱電源。運行結果表明有如下優點:抗干擾能力強，電路集成化高，適用于中頻感應熔煉工況;提高了整流側的功率因數及電源的熱效率;實現了恒功率輸出。

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