具有全雙工通信功能的電力線收發器的設計和測試

曹 亮，蔣覲陽

蘭州大學信息科學與工程學院，甘肅蘭州 730000

1 概述

電力線（PL）可能是一種廉價和良好的網絡選項，在這個意義上，他們幾乎是一個普遍目前的基礎設施。然而，應采取適當的步驟，來克服高衰減，噪聲和信號耦合相關的問題。在本文中，我們提出了一個使用窄帶傳輸可在配有RJ-11接口全雙工傳輸能力的系統中使用的計劃，它被設計成收發器。該系統使兩個背景噪音損壞的一個通道，通過室內電力線路設置使用自己的56Kbps的調制解調器進行個人電腦之間的數據傳輸。

2 電力線背景噪聲的概況

噪聲是有色背景噪聲，窄帶干擾，定期沖動（異步和同步交流電源）和異步脈沖噪聲。第一三者共同構成的背景噪聲，因為他們仍然在幾分鐘甚至幾個小時內固定。背景噪聲和定期沖動與交流電源同步是窄帶傳輸[1]中的主導因素。作為一個初步的要求，選擇最適合在室內PL設置傳輸的頻率波段，背景噪聲是短暫的時間內取得，并存儲在一個使用一個通用接口總線（GPIB）接口數字存儲的PC示波器，并進行離線分析。 DSO是通過一個合適的耦合器連接到PL [圖1]作為高阻抗提供230V，50Hz PL信號及其諧波的高通濾波器（fc=25 kHz），以及低阻抗通信頻率。還包括提供電隔離變壓器（TT），其隨著電容C1構成一個高通濾波器的要求切斷。

圖1 耦合器的設計

3 收發器的設計和實現

配備56Kbps的調制解調器的兩臺電腦被認為是通過PL網絡作為測試數據監測設備?；鶐鬏斝盘枏恼{制解調器（0 kHz～4kHz）的工作在一個非常低的信號功率，即使功率在增加，使兩者之間的數據傳輸的功率發射機是不可能實現的，是因為存在這些頻率高噪音。 PL阻抗（20Ω～190Ω）與被設計工作在600Ω的電話線調制解調器的輸出阻抗相比也非常低。下面給出了設計收發器的結構部分，如圖2所示。

3.1 混合

活躍 的混合電路的第一個收發器（HY1）到（TR1）的轉換，是從第一個調制解調器，到一臺電腦（MODEM1）四線線路，從而實現接收到傳送（T）的分離，然后從第二個調制解調器（MODEM2）作進一步的信號調理（圖2）。混合輸入是一個1∶1的變壓器（T1），在調制解調器的發射頻率的阻抗是一條電話線的繞組。 HY1（圖3）由一個緩沖A1，一個差分放大器A2和一個電位器P1構成，后來調整，以盡量減少從MODEM2收到的MODEM1傳輸線反射信號的組件。回波損耗（ERL）在傳輸路徑的混合產生適當的調整后的P1是6 dB，這是從調制解調器發送信號（50%）相均衡。反射回波可以完全無效，只有T1的次級調制解調器的信號頻率的阻抗是無限的，然而這是不可能的，因此需要一個額外的回音消除殘余回聲抵消到最低限度。第二個收發器的混合HY2（TR2）連接到另一臺電腦MODEM2也同樣調整。

圖2 收發器的框圖

3.2 振幅調制器和解調器

從混合傳輸基帶信號到振幅調制載波（170千赫TR1和TR2為430千赫）使用全雙工連接，并在PL后傳給合適的功率放大（PA）（圖2）MC1495K（M）IC。雙頻率被用來防止被放大的信號反映在同一收發器的接收路徑。 PL噪聲在這些頻率比較少，并沒有在這個范圍內無線信號的干擾。

3.3 線路調諧器和耦合器

一個合適的LC電路耦合器（圖2）是用來調整從PL接收到的信號收發器[2]。電路調整TR1和TR2，分別為430kHz和170kHz。調諧器的目的是從其他收發器和高阻抗的所有其他頻段提供低阻抗傳入的載波頻率。它的功能是防止從收發器放大傳輸信號，反饋到接收在同一側，也最大限度地減少輸入的PL噪聲限制帶寬到相應的調整頻率。

圖3 收發器，回聲消除

4 電力線網絡

該收發器在PL網絡測試（圖4）總長度100.25m的長度分行各2.55m。配電箱（DB）的形式從配電室（DR）的電源插座。MODEM1是連接插頭1和MODEM2通過收發器在網絡上各點（通過插頭2-8）網絡[3]。加熱器和白熾燈等不同的家庭負荷連接各點的PL兩個調制解調器之間的連接是為每個安裝嘗試。

圖4 分布式網絡

5 實驗結果

合適的注意事項（AT）命令集[4]，用于建立連接使用的操作系統的超級終端設備之間的兩個調制解調器。最初，電話線是用來在兩個調制解調器之間的測試整個設置的有效性。對于這一點，一個調制解調器使用“ATDxxx”命令“ATA”應該是接收器的其他調制解調器的命令行為的撥號器。撥號調制解調器配置，無需等待撥號音撥號接通后，調制解調器連接是在全雙工模式下的狀態表示“連接”在“超級終端”窗格。然后取出電話線和調制解調器插入到PL通過收發器。調制解調器之間的連接嘗試不同負載條件下，使用AT命令。調制解調器之間的連接是建立在不同的范圍從33.6Kbps～1.2Kbps的數據傳輸速率。數據傳輸速率取決于調制解調器的輸入和可用帶寬上收到的S / N （圖5）和（圖6）。對于每一個位置的調制解調器和不同的負載，信號發射機功率都進行調整，以盡量減少從調制解調器的音頻范圍內的信號失真。1.2Kbps的連接時獲得的第二個收發器連接到插頭8，其中采用了DB的路徑。獲得最佳的連接（33.6Kbps的）時是沒有任何負載直接連接到調制解調器插件1和插件7。

圖5 帶寬為33.6Kbps的連接

圖6 帶寬為1.2Kbps的連接

6 窄帶傳輸的電力線收發器的發射頻率的通道容量的估算

窄帶收發器的使用頻帶寬度（BW）傳輸信道容量的估計。對于這一點，從100kHz到530kHz（由FCC允許）的PL噪音模擬使用逆累積分布和離散傅立葉逆變換方法[5]模擬當地的PL噪聲。使用產生噪聲樣本的隨機數的方法復制在每一個仿真通道的不可預知的噪聲。據估計在170kHz和430kHz帶信道容量，帶寬為4kHz（由收發器所使用的帶寬），使用香農信道容量定理得出傳輸信號功率1mW。在模擬時，PL假設是有任何損失和缺口的理想特性。

7 結論

在本文中，利用室內的PL已作為網絡之間傳輸使得兩個使用其56內部Kbps的調制解調器的電腦，并且是在全雙工模式下得到的數據。一個合適的收發器的設計和測試，可以克服噪音，衰減和信號耦合相關的問題。分別獲得33.6Kbps和1.2Kbps的之間不同的連接率，前者是最大的調制解調器調制得到的。在不同的負載條件下所獲得的利率是高度依賴收到的信號功率和噪聲。然而，接收信號功率差別很大，即使是在觀察小帶寬。這可以歸因于兩個頻率，由于頻率依賴通道阻抗不同的發射功率，不同的傳遞函數的每個設置的通道，并在收發器中使用的各種頻率相關參數之間的低效耦合。依據香農定理對PL發射頻率使用的通道能力的估計，但遠高于在實驗中獲得更大。雖然在實驗中獲得的數據傳輸率是相當低的，在某些情況下，這樣一個實驗裝置，可用于監測數據，如低速率的緩慢變化的物理參數，如濕度，溫度等自動抄表和通過PL應用。稍作修改，使廉價的電話聽筒般的聲音信號，以及溫度和濕度信號實現雙向轉移，還能監測一些模擬信號。

[1]E Biglieri, and P D Torino.Coding and Modulation for a horrible Channel.IEEE Communication Magazine，2003，41(5)：92-8.

[2]M Zimmermann, and K Dostert.Analysis and Modeling of Impulsive Noise in Broad-band Powerline Communications. IEEE Trans.on Electromagnetic Compatibility，2002，44(1)：249-58.

[3]M Katayama, T Yamazato, and H Okada.A Mathematical Model of Noise in Narrowband Power Line Communication Systems.Int J Selected Areas in Communication，2006，24(7)：1267-76.

[4]B Tiru, and P K Boruah, Multipath effects and adaptive transmission in presence of indoor power line background noise, Int J Commun Syst，2010，23：63-76.

[5]B Tiru, and P K Boruah.Some Characteristics of Power Line Under Typical Laboratory Condition.Proceedings of the National Symposium on Instrumentation-302005：515-20.