一種寬適應高電位脈沖調制器的實現方法

徐曉榮

(中國電子科技集團第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

現代雷達要求發射機脈寬變化范圍大、重頻變化范圍大，因此要求調制器寬適應高重復頻率、寬脈寬變化以及具有高可靠性等特點［1］。發射機浮動調制器一般懸浮在幾萬伏高電位上，要求起始截尾控制脈沖隔離傳輸。因而，寬適應范圍和脈沖隔離傳輸是柵控發射機調制器兩個重要的環節。

脈沖調制器中能夠隔離傳輸脈沖信號的器件主要有光耦或光纖、脈沖變壓器等［2］。光耦/光纖傳輸時高壓端需要供電電源，次級多管串聯工作時需要多組互相隔離的輔助電源和驅動電路，使得電路復雜特別是高電位上的電路增加，不利于可靠性的提高。而采用常規的隔離脈沖變壓器傳輸驅動信號的方法，不能滿足寬脈寬的要求。為實現寬脈寬信號傳輸，可通過采用隔離脈沖變壓器傳輸脈沖串(驅動信號）的方法，以滿足從脈寬幾百ns～連續波(CW）變化的要求。

本文介紹一種寬適應高電位脈沖調制器的工作原理、實現方法和應用。該調制器采用隔離傳輸起始截尾控制脈沖，其輸出脈沖幅值最高達1200 V 以上，脈寬0.4 μs～CW 靈活可變，重復頻率最大可達100 kHz，前后沿低于0.1 μs。

1 調制器的基本要求

脈沖調制器的主要作用是控制微波管電子注的通斷和微波管工作，從而產生所需的各種脈沖微波源。

當行波管柵極為開啟導通電壓時，被熱烘的陰極所發射的電子通過柵網在慢波系統中進行能量交換，實現微波功率放大，行波管工作;反之，當行波管柵極為截止負偏壓時，電子因負偏電壓截止，電子不能進入慢波系統，不能進行能量交換，行波管不工作［3］。

2 調制器的設計與實現

2.1 調制器基本原理

發射機脈沖調制器的基本原理一般是將系統送來的控制脈沖信號通過隔離后送到高壓端，通過高壓端電路將初級信號解調出來，驅動調制開關的導通或關斷，在行波管的控制極(柵極或聚焦極）上形成具有正負向的高壓脈沖信號，控制發射機的射頻信號輸出。

脈沖調制器的組成包括定時脈沖形成和驅動、隔離脈沖變壓器、脈沖恢復形成電路［4］。脈沖形成采用復雜的可編程邏輯器件(CPLD）實現，波形產生和控制方便靈活。CPLD 將初級脈沖的前后沿分離出三路信號:開啟脈沖、關斷脈沖和截尾脈沖，由驅動電路驅動隔離脈沖變壓器;脈沖變壓器隔離并傳輸脈沖信號;脈沖恢復形成電路將初級脈沖無失真的恢復出來，并形成行波管發射機柵極調制脈沖。其原理框圖如圖1所示。

圖1 寬適應高電位脈沖調制器原理框圖

脈沖調制器次級的電壓型控制開關采用場控器件(MOSFET）［5］。驅動信號不需要大的電流，只須傳輸一個控制電壓就可控制MOSFET 開啟管和截尾管的通/斷，但這類場控器件的柵源極間卻存在著極間電容。驅動信號的前沿必須首先對該電容充電到開啟管導通所需的電場方可維持開關的導通。脈沖前沿過后，極間電容已充滿電，無須控制脈沖再提供能量，故控制脈沖的脈寬已毫無意義，只需一個脈沖前沿即可。同樣在脈沖結束時，如果讓極間電容反相充上電荷，產生反相電場，則開啟管就會立即截止。這樣，脈沖變壓器只須傳輸一個前沿脈沖和一個后沿脈沖就可使控制次級開關管以一定的脈寬工作。脈寬受前沿脈沖的前沿到后沿脈沖的前沿之間的延遲時間決定，而不是控制信號(前沿脈沖和后沿脈沖）的脈沖寬度決定。調制器的最大脈寬受限于極間電容的電荷泄漏能力，而不是脈沖變壓器的最大傳輸脈寬能力。此時，不僅保持了脈沖變壓器隔離傳輸控制信號的優點，而且克服了脈沖變壓器的最大脈寬受限的不足。

2.2 定時脈沖形成

CPLD的規模比較大，適合于時序、組合等邏輯電路的應用，可以替代幾十甚至上百塊通用IC 芯片。這種芯片具有可編程和實現方案容易改動等特點，因而在可編程門陣列芯片及外圍電路保持不動的情況下，只要改變芯片內部的程序，就能實現一種新的功能。它具有設計開發周期短、設計制造成本低、開發工具先進、標準產品無需測試、質量穩定以及實時在線檢測等優點［6］。

脈沖調制器的定時脈沖形成采用CPLD 實現，采用硬件描述語言(VHDL）進行具體的設計。其原理示意見圖2所示。

圖2 基于CPLD的脈沖分離原理示意圖

將系統送來的控制脈沖的前后沿分離出來，脈沖前沿分離出來作為開啟脈沖，脈沖后沿分離出作為關斷脈沖和截尾脈沖，脈沖寬度可根據實際需要進行設置。考慮到變壓器的驅動和傳輸失真等因素，可將該脈寬設置成200～300 ns。由于調制器的最大脈寬受限于次級MOSFET 極間電容的充電延時能力，因此為實現任意寬度的脈沖信號的傳輸并進行恢復，必須在開啟脈沖后每隔一定時間(例如100 μs）定時發送一個脈沖，對MOSFET的柵源間的電容進行能量補充，維持MOSFET的導通。為防止次級開啟管和截尾管連通，截尾脈沖和關斷脈沖之間必須保留一段死區時間。采用CPLD 實現定時脈沖形成時序波形見圖3所示。

2.3 脈沖驅動

CPLD定時產生的一定頻率和脈寬的三路脈沖信號必須通過一定的驅動電路才能驅動脈沖變壓器。驅動電路可采用分立元件搭建，也可采用專用的驅動芯片。

圖3 采用CPLD 實現定時脈沖形成時序

為了實現脈沖的隔離傳輸，本文采用IXYS 公司專用驅動芯片IXDD414 驅動隔離變壓器。IXDD414芯片輸出端內部采用N 溝道和P 溝道MOSFET組成的互補對稱結構形式，其峰值驅動電流可達14 A，前沿小于30 ns，滿足要求。

完整的驅動電路見圖4，采用三片IXDD414 實現脈沖驅動。

圖4 變壓器隔離驅動電路

2.4 脈沖隔離傳輸

為減少隔離脈沖變壓器的數量，采用兩只隔離變壓器實現三路脈沖信號的傳輸(圖4中T1和T2）。開啟脈沖和關斷脈沖分別經過相應的驅動電路后送到變壓器T1 初級;截尾脈沖經過驅動后送到變壓器T2 初級。脈沖傳輸的原理:圖4中三路開啟、關斷和截尾脈沖分別送至三路驅動電路的輸入端;當開啟脈沖到來時，圖4中的U1 輸出端內部的N 溝道MOSFET和U2輸出端中的P 溝道MOSFET 導通，+15V 電源通過U1(7）、C3、T1、C6和U2(7）到地，在變壓器T1的次級產生一個正向的脈沖;當關斷脈沖到來時，類似地，在變壓器T1 次級產生一個反向的脈沖。因此，最終變壓器T1 次級的波形如圖5的G-H所示。圖4中的截尾脈沖經過驅動電路U3后在圖4 變壓器T2 次級兩端產生一個正向的脈沖，其波形如圖5的M-N所示。

圖5 變壓器次級脈沖波形

脈沖變壓器的初次級采用18 kV 高壓線繞制，保證高壓隔離。為了減小變壓器引線太長帶來的電磁耦合干擾，設計時將隔離脈沖變壓器與次級高壓端電路放置在一起，可有效減小柵極電源紋波對柵極脈沖信號的影響。

2.5 調制波形形成

脈沖恢復電路采用無源器件和MOSFET 管，其電路如圖6所示。選用的半導體開關為IXYS 公司的IXBH9N160(BiMOSFET），IXBH9N160的反壓為1600 V，平均電流9 A，輸出電容36 pF。BiMOSFET 驅動門限電壓高，適宜于強干擾環境中應用，其跨導低，耐短路能力強。因此，采用BiMOSFET 作為調制開關有利于提高調制器的可靠性。

當變壓器次級G-H為正向開啟脈沖時，開啟MOSFET 管V7 正向偏置導通，正偏電壓通過V7 送至行波管柵極;當變壓器次級G-H為負向關斷脈沖時，開啟MOSFET 管V7 反向偏置而截止。由于開啟管V7 導通時間和極間電容CGS的電荷泄漏能力相關，因此當初級控制脈沖寬度超過一定寬度后，通過固定補充一定周期的開啟脈沖就能夠繼續維持開啟管的導通。為保證調制器后沿陡峭，通過截尾脈沖使關斷管V12 快速導通，負偏電壓通過V12 送至行波管柵極，保證了調制脈沖后沿不拖尾，調制脈沖后沿小，波形不失真。R8的作用是在發射機未加調制時保證行波管的柵極始終有負偏電壓而使行波管處于截止狀態。

為防止出現干擾時開啟MOSFET 管V7 誤觸發而導通，本調制器采取了消除干擾技術，即在初級無控制脈沖期間定時補充關斷脈沖保證開啟管可靠截止。

2.6 浮動電源的實現

圖6 脈沖恢復形成電路

浮動電源包括正偏電源和負偏電源。綜合比較各種電路拓撲，選擇單端正反激復合式電路作為浮動電源的設計方案［7］。該拓撲的優點是:①電路簡單，只需要一只MOSFET 開關，控制驅動電路相對簡單;②電路較為成熟;③效率較高，與單純的單端反激電路相比，該電路實測效率較高。

正負偏浮動電源一般功率較小，但由于其工作時處于高電位上(浮在陰極電位上），設計時應考慮電位的隔離問題。

2.7 調制器的保護

行波管打火時柵極(聚焦極）與陰極之間電壓瞬間升高為陰極電壓，這一電壓同時也作用于脈沖調制器。為了保護調制器不損壞，在調制器輸出兩端應設置高功率瞬態電壓抑制二極管(TVS）和一個高壓電阻組成的保護電路，將瞬態高電壓限制到調制器能承受的安全電壓范圍內。

3 應用實例

應用本文闡述的寬適應高電位脈沖調制器的實現方法，設計了一款脈沖調制器，指標要求如表1所示，發射機的工作頻率最高達到100 kHz，脈寬可適應0.4 μs～CW 變化。

表1 調制器主要技術指標

為驗證脈沖調制器是否滿足指標要求，對完成后的調制器進行了實際的測試。分別測試了大工作比以及窄脈沖和連續波時的調制器工作特性。圖7(a）和圖7(b）分別為脈沖調制器輸出波形的前沿和后沿。圖8(a）為脈沖寬度為0.4 μs、重復頻率為1 kHz時的波形，圖8(b）為脈沖寬度為50 μs、重復頻率為1 kHz時的波形，圖8(c）為脈沖寬度為200 μs、重復頻率為1kHz時的波形，圖8(d）為脈沖寬度為800 μs、重復頻率為1 kHz時的波形，圖8(e）為脈沖寬度為1μs、重復頻率為100 kHz時的波形。

為驗證該調制器能否適應連續波工作模式，對調制器進行了測試，最大工作比可達到100%。整個的實測結果表明，該調制器最高重頻可達100 kHz，工作脈寬0.4 μs～CW，最寬可前后沿低于100 ns。

圖7 調制器輸出波形前后沿

圖8 調制器各種輸出波形實測

當脈沖調制器以較高的PRF 工作時，對行波管柵陰之間的分布電容C0的充放電將在次級開關回路中產生很大的損耗。為實現100 kHz 調制器，必須考慮開關管等散熱問題。設計時將器件都布置在數塊陶瓷基板上，陶瓷基板利用含銀環氧樹脂壓貼在金屬散熱器上，調制器變壓器和脈沖恢復電路等高壓部分整體采用具有良好導熱性能的絕緣灌封材料固化，實現調制器的絕緣和散熱。

4 結束語

本文論述的寬適應高電位脈沖調制器已應用在某型雷達發射機上。本調制器體積小，工作穩定，抗大火能力強，可適應高重復頻率、寬脈寬變化，并具有高可靠性和輸出波形靈活可變等特點，在雷達、電子對抗、衛星通信等裝備中有著廣闊的應用前景。

［1］強伯涵，魏智.現代雷達發射機的理論設計和實踐［M］.北京:國防工業出版社，1985:1-3.

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