多路輸出正激變換器在雷達發射機中的應用*

柳拓鵬

(中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

真空管雷達發射機電源配置中，經常需要能夠隔離陰極電位的多路輔助電源，且多路輸出均要求具有穩壓功能［1］。若每路輔助電源采用單獨的變換器和高壓隔離變壓器，勢必造成系統體積龐大，不利于發射機的小型化設計。同時，采用多個變換器使得輔助電源設計復雜化，不利于發射機可靠性指標的提高。若采用多路輸出變換器拓撲，可使電路設計大大簡化，對發射機的小型化設計及可靠性指標的提高帶來便利。在真空管雷達發射機中，各路輔助電源的負載并不是固定不變的，其隨著發射機的工作狀態不同而變化。這樣就產生了多路輸出間交叉調節的問題。

本文以多路輸出正激變換器為例，對傳統多路輸出正激變換器中造成交叉調節的原因進行了分析。對采用耦合濾波電感改善多路輸出單端正激變換器輸出繞組間交叉調節的原理進行了探討，給出了輸出耦合濾波電感的設計方法。通過設計實例，對分析結果進行了驗證。

1 多路輸出正激變換器

1.1 普通多路輸出正激變換器

圖1為普通多路輸出正激變換器的例子，每路輸出都有一個濾波電感。為了分析方便，作以下假設:

a.次級整流二極管D1、D3和續流二極管D2、D4的正向導通壓降相等，均等于VD;

b.開關管V2 導通壓降為0;

c.變壓器線圈壓降和次級濾波電感線圈壓降均為0;

圖1 多路輸出正激變換器

d.僅對Vo2 電壓進行閉環調節。

兩個支路電流均處于連續狀態時，兩路輸出電壓分別為

當輸入電壓變化時，調節占空比D 可以保證各路輸出穩定，在各支路電感電流保證連續的情況下，輸出電壓的變化不大［2］。

當某一支路輸出電流減小到零界電流以下時，該路輸出的電壓將隨負載電流變化，式(1）和式(2）將不再成立［3］。假定RL1 變化使得電感Lo1 電流進入斷續狀態，由于Vo2 支路負載未發生變化，則驅動脈沖的占空比D 不會發生變化，則Co1 充電時間不變，負載電阻加大，電容Co1 放電不足，使得Vo1 穩定在高于電流連續狀態電壓之上，開環支路的電壓輸出變化能達200%～300%［4］。

在負載變化較大的場合，采用多路輸出單獨濾波電感存在一定的局限性。

1.2 次級接有耦合濾波電感的正激變換器

為了使輸出濾波電感工作于電流連續狀態，減少交叉調節的問題，多路輸出可以共用一個耦合濾波電感。電路如圖2所示，同樣僅對Vo1 進行閉環調節。

圖2 次級接有耦合濾波電感的正激變換器

為了分析方便，現作以下假設:

a.D1～D4 正向導通壓降為0;

b.電容Co1、Co2為理想電容，其ESR1(等效電阻）、ESR2 均為0;

c.變壓器和電感繞組電阻壓降為0;

d.耦合電感的耦合系數等于1;

電感Lo1、Lo2 繞在同一個鐵芯上，且匝數比等于變壓器次級繞組的匝數比，即

以式(3）中n 作為換標系數，將開環輸出之路折算到閉環調節支路。則有

通過歸一化處理后，對于同一輸入來講，相當于兩個電感并聯，則圖2 可以簡化為圖3。

圖3 耦合電感歸一化等效電路

由于采用耦合電感，存儲和釋放能量是在一個磁芯中完成，每個支路的能量變化只占總能量的一部份，交叉調整的影響將大大的降低，一般只有10%～30%［4］。

由圖3 可以看出，Lo 流過負載紋波電流的總和，則開關管導通期間輸入電流的變化率為

其中，Uin為開環繞組折算到閉環支路的輸入電壓，Uo為開環繞組折算到閉環支路的輸出電壓，Lo為電感，△I為折算總紋波電流，Ton為初級開關的導通時間。為了得到較好的調整效果，則要求折算電流處于連續狀態。則歸一化電感量:

其中，Uo為開環繞組折算到閉環支路的輸出電壓;△I為折算總紋波電流，一般取負載總這算電流的10%;Toff為初級開關的關斷時間。由式(4）和式(5）可知，只要保證耦合電感折算總電流處于連續狀態，可以得到較好的輸出電壓調節效果。若采用雙向同步整流技術，則完全可以消除系統最小電流的問題。

2 設計實例

三路輸出:

Vo1=7V Io1=1A(閉環調節）

Vo2=3.5V Io2=1～50mA(開環）

Vo3=24V Io3=1～10mA(開環）

變換器工作參數:

供電電壓:24 V±10%

工作頻率:100 kHz

最大占空比:45%

變換器電路原理圖如圖4所示。

圖4 變換器原理圖

次級整流管正向導通壓降按1 V 考慮，初級開關V2 導通壓降和初級線圈壓降0.6 V 計算，則變壓器初次級變比:

耦合電感匝比為

由于Vo2、Vo3 支路輸出電流較小，在此只考慮Vo1 支路的輸出電流。最大紋波電流按額定電流的10%計算，則歸一化耦合電感電感量:

取Lo1=470 μH，則

第一路輸出紋波電壓為額定輸出的1%，則

其中f為開關頻率。第二路和第三路輸出電容亦取10μF。

3 仿真分析與實驗μ4.1 仿真分析

3.1 仿真分析

基于以上計算，采用PSpice 軟件對電源進行了仿真，仿真結果見圖5、圖6所示。仿真參數設置如下:

輸入電壓:21.6 V

占空比:45%

變換器頻率:100 kHz

輸出濾波電容:Co1=Co2=Co3=10 μF

滿載條件下輸出電壓比為

空載條件下，穩態輸出電壓比為

圖5 滿載仿真結果

圖6 空載仿真結果

3.2 實驗結果

根據以上計算及仿真分析結果，在不同的負載條件下對該變換器進行了閉環測試。測試結果如表1所示。

表1 變換器測試結果

仿真結果及表1的測試結果可以看出，變換器次級采用耦合電感后，在不同負載條件下次級各繞組之間的交叉調節效果明顯地降低。即使在空載條件下，交叉調節的效果也得到了明顯的改善。

4 結束語

本文對正激變換器次級采用耦合濾波電感減小多次級繞組之間交叉調節的原理進行了分析。并結合設計實例，對采用耦合濾波電感的多次級正極變換器設計步驟及方法進行了闡述。該變換器在真空管雷達發射機輔助電源設計及其他要求變換器多次級輸出的場合具有很好的應用前景。

［1］鄭新，李文輝，潘厚忠，等.雷達發射機技術［M］.北京:電子工業出版社，2006.

［2］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京:電子工業出版社，1998.

［3］付繼有，丁耀.開關電源濾波電感電流間斷模式的分析［J］.電工電能新技術，1997(1）:61-63.

［4］趙修科.實用電源技術手冊磁性元器件分冊［M］.遼寧:遼寧科學技術出版社，2002.