雙向無損蓄電池均衡系統的設計與實現

張金龍，夏超英

(天津大學自動化學院，天津300072)

1 引言

面對嚴峻的環境和能源問題，電動汽車(EV)以其低噪聲和零排放的優點，成為了研究熱點。蓄電池是EV的動力環節，但其單體端電壓普遍較小，研究表明整個電池組的有效容量會受最小容量單體電池的影響［1］。若單體間的電壓差異得不到及時的平衡和抑制，這種不均衡性就會隨電池的充放電循環不斷加劇，最終會影響整個電池組的工作。因此有效的電池組均衡系統具有很強的現實意義［2-3］。

本系統的硬件結構采用的是一種雙向非耗散型電流分流電路，這種均衡方式可以將相鄰兩個電池單體中電壓較高的單體的能量轉移到電壓較低的單體中，而電能轉移的媒介就是儲能電感。

2 硬件電路的實現

整個系統的結構如圖1所示。主控芯片采用TMS320LF2407，首先通過光耦選通和信號采集調理電路將電池電壓通過AD通道輸入DSP;然后經過均衡比較邏輯生成MOSFET開關管的PWM控制信號;此信號經過驅動環節即可用于驅動MOSFET，從而控制均衡電路的工作狀態;此外系統還通過 SCI實現了與PC機的通信，并具有備用的CAN接口。

本系統在具體的硬件實現中通過資源合理配置實現了信號控制電路與均衡電路的集成。圖2是均衡電路的整體結構;圖3則給出了單個均衡模塊中驅動環節，均衡電路以及電池組之間的連接圖［4］。

圖1 均衡系統結構框圖Fig.1 Structure of balancing system

圖2 均衡電路整體結構Fig.2 Structure of balancing circuit

如圖2所示，電池組是由多節單體電池串聯而成，每相鄰的兩節單體n和n+1都連接著一個均衡模塊，因此對于包含n節單體的串聯電池組而言共需要n－1個均衡模塊。這種結構可以保證在電池組中，能量會從電壓較高的單體轉移到電壓較低的單體。

圖3 均衡模塊n的電路圖Fig.3 Circuit of balancing module n

每個均衡模塊的電路設計如圖3所示，光耦隔離驅動芯片HCPL050L用于實現MOSFET的柵極驅動，為了實現信號控制電路與均衡電路的集成，此處直接選用HCPL050L對應的電池單體作為其供電電源。這種措施充分利用了電池資源，在實現電路集成的同時還簡化了電路板布局。在每個均衡模塊的上下橋臂分別采用P溝道和N溝道兩種類型的MOSFET，P溝道 MOSFET開關 FDS4435的源極與對應電池單體的正極相連，N溝道 MOSFET開關FDS6690的源極則與對應電池單體的負極相連。

上橋臂開關 FDS4435導通時，單體 Bn會有一部分能量轉移到儲能電感中，當 FDS4435關斷后，儲存在電感中的能量則會以續流的方式轉移到單體Bn+1中;同理，下橋臂的FDS6690進行開關動作時則會實現能量的反向傳遞。開關器件的通斷由控制器輸出的PWM脈沖進行控制，調節PWM占空比的大小，可調節能量轉移的速度。需要注意，由于上下兩個開關分別為 P溝道和 N溝道，因此其要求的PWM驅動信號的有效極性也是不同的，FDS4435的驅動信號為低電平有效，對FDS6690則為高電平有效。為滿足開關的驅動需求并提高信號驅動能力，在光耦元件的前級分別采用了同相輸出緩沖器和反向輸出緩沖器。

3 均衡系統軟件設計

本系統采用的均衡電路雖可實現雙向均衡，但是所用到的開關器件數目相對較多，對于有n節電池單體串聯的電池組而言，共需要2n－2個 MOSFET開關;此外還包括n－1個用于能量轉移的儲能電感。為了確保這些器件都能正常工作，就必須設計一套高效而可靠的開關控制策略以及相關的保護邏輯。

圖4為均衡控制子程序流程。在進行均衡之前首先對電池電壓狀態進行判斷，即只有當電池組中所有單體電壓都處于正常范圍時(2.5～3.8V)，程序才會轉入均衡程序，否則就會將所有PWM輸出置為無效，此開關保護措施可有效防止在裝卸電池單體時MOSFET發生誤導通。而后均衡控制的核心部分即模塊分組均衡策略，以下對其進行詳細介紹。

圖4 均衡控制子程序流程Fig.4 Flow chart of balance control program

本系統的均衡過程實際是一個先放電再充電的過程，即把從電壓較高的單體中放出的電能充入電壓較低的單體中。LiFePO4電池本身具有高效輸出能力，輸出電流可達2～5C，但是可接受的充電電流相對則較小，如本實驗中用的LiFePO4電池標準充電電流僅1/3C。當均衡電流大于一定值時，就會導致放出的能量不能被順利充入目標電池中，從而引起電感飽和甚至會損害電池。本文提出的模塊分組均衡策略就是為了提高電池的充電電流接受能力。

研究表明，當用較大電流對鋰電池充電時，如果能夠暫時性停止充電，可以有效抑制極化，從而提高電池的充電接受能力［5-6］。

根據這一特點，本文設計了一種模塊分組均衡策略。首先將與電池組相連的所有均衡模塊分成兩組，參考圖2結構，第一組對應左側2，4，6…偶數模塊，第二組則對應右側1，3，5…奇數模塊。設計令第一組中的所有模塊同時工作，即同時比較單體2和3，4和5，6和7…的電壓值并開通電壓較高的單體對應的MOSFET;同理也令第二組所有模塊同時工作，即同時比較單體1和2，3和4，5和6…的電壓值并進行相應的開關動作;注意這兩組均衡過程在邏輯上是互鎖的，體現在時序上就是兩組模塊以互補的形式交替工作。這就相當于在均衡過程中插入了一段較長的暫停時間，這樣就可以提高電池的充電接受能力，進而也加快了電池組均衡進度。此外，電壓采集一直在循環執行，與PWM輸出同步，且每組模塊的均衡段時間與整個電池組的電壓采集周期相等。本系統中，電壓采集周期為15ms，即每個模塊均衡周期為30ms，而 PWM頻率為1kHz，低電平有效，均衡策略的時序圖如圖5所示。

圖5 均衡策略時序圖Fig.5 Sequence chart of balancing strategy

為了更加全面地把握均衡電路的工作，下面基于這一均衡策略對均衡模塊的工作過程進行簡要分析。首先分析單模塊中相關元件流通的電流波形，如圖6所示。

圖6 均衡模塊的工作電流波形Fig.6 Waveforms of balancing current

圖6中Vgs是MOSFET的驅動信號(FDS4435為低電平;FDS6690為高電平);imh是開通的MOSFET對較高電壓的單體進行放電的電流;iL是儲能電感中的電流;idl是 MOSFET關斷后電感通過二極管對較低電壓的單體充電的電流;T為PWM輸出周期，D為占空比，為防止電感飽和應滿足D＜50%且留出一定裕量。由于儲能電感的存在，可知放電和充電過程均滿足L×di/dt=Vbn，其中Vbn為對應的單體電壓。據此關系式可以得到單周期內充放電電流的峰值和均值:

由于采用了分組均衡，兩組模塊互補工作，因此相鄰單體電壓差值達到均衡精度之前實際平均均衡電流約為單周期平均均衡電流的一半，即:

4 實驗分析

實驗采用的電池組額定總容量為3Ah，由5節品力牌磷酸鐵鋰電池串聯組成，單體額定電壓為3.3V，單體額定容量600mAh。在初始狀態不一致的情況下，采用本系統在電池空載狀態下對其進行均衡，均衡精度設置為40mV;由于電池單體額定充電電流為200mA，根據電感值和單體電壓根據式(3)選取 D=0.3，均衡初期較大的均衡電流約230mA，由式(1)可知其峰值可達5C以上，均衡效果如圖7所示。

圖7 均衡實驗結果Fig.7 Experimental result of balancing

圖7(a)顯示各電池在均衡過程中端電壓的變化，圖7(b)為均衡前后5節電池端電壓的比較。可見，在均衡過程中各電池的端電壓趨于一致，均衡效果明顯;而且在均衡開始30min內，單體間的最大電壓差便由初始狀態的0.27V下降到了70mV左右，降幅達75%以上，可見均衡速度較快;另外實驗中沒有出現電感飽和現象，可以確定從電壓較高的單體放出的電能能夠順利地被相鄰電壓較低的單體接收;此外，本系統準確實現了預設的均衡精度40mV，可以斷定隨著信號采集技術的發展，均衡精度還可以進一步提高，以適應工作窗口較窄的蓄電池。

5 結論

本文設計實現了一套雙向無損的鋰離子電池均衡系統，硬件方面通過資源合理配置實現了信號處理與均衡模塊的集成，簡化了電路板布局;軟件方面則通過模塊分組均衡的策略促進了電池間能量的高效傳遞，有效地抑制了電池組的不一致性。實驗結果表明該方法達到良好的均衡效果，實現了較高的均衡精度，可改善當前工程實際中電池均衡系統效率低、智能性不高的問題。除了對處于靜置狀態的電池組進行均衡維護外，本系統亦適用于充電和放電狀態的串聯電池組。在后續工作中，還需要進一步提高系統均衡電流的等級，以實現對更大容量電池的均衡控制。可以預見，該均衡系統在未來的電動汽車領域具有較廣闊的應用空間。

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