基于改進型電流控制策略的單相并網逆變裝置研究

曾曉生，楊 蘋

(華南理工大學電力學院，廣東省綠色能源技術重點實驗室，廣東廣州510640)

1 引言

在風能、太陽能并網發電系統中，并網逆變裝置是最為核心的部分。而控制算法的改進是優化并網逆變裝置的關鍵。高性能的逆變器不但動態響應快，而且穩態精度高，抗干擾能力強，系統穩定。

對于單相并網逆變裝置，目前廣泛應用電流控制的控制方式［1］，使逆變器相當于一個電流源。閉環控制電流的方法有電流瞬時值PI控制、電流滯環控制［2］、單周控制［3］和無差拍控制［4］等。其中電流瞬時值PI控制已經是工程應用中比較成熟有效的方法，具有簡單、易實現的優點，能夠使并網逆變器的輸出電流快速地跟蹤參考電流的變化，有良好的動態性能。隨著研究的不斷深入，從該方法已經發展出直接電流控制、間接電流控制和混合控制等不同的策略［5］。然而，單獨的電流瞬時控制環不能滿足系統輸出精度的要求。因此本文在電流瞬時值PI控制的基礎上加入電流平均值外環，使逆變裝置不但有快速的動態性能，而且有很高的電流幅值精度。同時在電流瞬時值內環加入電網電壓前饋，使系統不受電網電壓的影響。

2 拓撲結構和電流瞬時值內環數學模型

為了設計電流平均值外環，需要首先確定系統拓撲和建立電流瞬時值內環的控制模型。

2.1 拓撲結構

本文選用的逆變系統拓撲結構如圖1所示。

圖1 系統拓撲結構Fig.1 System topology

圖1中，Ud是直流母線電壓，電容C起緩沖無功能量的作用，逆變電路為電壓型單相全橋電路，選用IGBT作為開關管，每個開關管都并聯了一個反饋二極管，為交流側向直流側反饋無功能量提供通道。采用單電感的濾波電路，R為濾波電感及交流進線等效阻抗。在此系統結構上，建立并網電流瞬時值控制模型。

2.2 電流瞬時值內環數學模型

由圖1可以得到以下等式:

式中，L為濾波器電感;R為等效串聯電阻;iC為并網電流;UAB為逆變器的輸出電壓;Ug為電網電壓。把式(1)轉化為復數域的形式并加以整理可得到濾波器的傳遞函數如下:

PI控制器的傳遞函數為［6］:

本文采用單極性的PWM控制，所以逆變環節可以等效為線性比例環節［1］，其傳遞函數為:

式中，KPWM數值上等于直線母線電壓。

因此電流瞬時值內環的閉環傳遞函數:

3 電流平均值外環設計

基于以上對電流瞬時值內環的分析，本節闡述平均值外環的設計。加入平均值外環后系統的控制模型如圖2所示。

圖2 加入平均值外環后系統的控制模型Fig.2 Control model with mean value loop

設計外環時，把電流瞬時值內環閉環當作被控對象。外環的輸出是實際并網電流經過全波整流后在一個基波周期內算得的平均值，輸入是相應的參考平均值，而外環PI控制器的輸出是內環正弦參考電流的幅值。因此，圖2中電流瞬時值內環，即虛線框內的部分的輸入和輸出都是直流量。所以，在進行外環設計時可以把圖2中虛線部分的傳遞函數等效成一個比例系數K1，它等于內環閉環傳遞函數幅頻特性上50Hz頻率對應的增益:

設計外環，主要是求出外環的 PI參數 K2p和K2i。設外環補償后的穿越頻率為fc，由于在穿越頻率處回路的增益為1，所以有以下等式:

當穿越頻率fc比較小時，可以使系統比較穩定，但跟蹤速度慢;當fc比較大，跟蹤速度快，但系統的穩定裕度下降。所以應該采用折衷的方法。

另外，在PI控制器傳遞函數的零點處有

式中，fz是 PI控制器零點處的頻率，在本文中為100Hz。

聯立式(7)和式(8)，即可算出 K2p和 K2i。于是外環的開環傳遞函數為

其波特圖如圖3所示。

圖3 外環開環傳遞函數波特圖Fig.3 Bode diagram of outer open loop

外環的閉環傳遞函數為

4 電網電壓前饋控制

采用電流平均值和瞬時值雙環控制，能使系統獲得良好的動態性能和穩定精度，但無法消除電網電壓的影響，所以必須在瞬時值內環加入電網電壓前饋環節。加電網電壓前饋后的內環控制框圖如圖4所示。

在圖4中，如果不加電網電壓前饋，可得到

由式(11)可以看出，Ug(s)GF(s)是并網電流的干擾量。從控制理論看，電網電壓可以看作系統的干擾源。

圖4 加電網電壓前饋后的內環控制框圖Fig.4 Control block diagram with feed forward loop

如果加入電網電壓前饋，由圖4得到

式中，若令 Gg(s)= 1/GINV(s)，可以使得Ug(s)［GINV(s)GF(s)Gg(s)－GF(s)］=0，即抵消了電網電壓的影響。

5 總體控制方案

基于上文的分析，本節闡述最終的系統總體控制方案。系統在每個采樣周期對并網電流瞬時值進行檢測，并在一個基波周期內進行絕對值累加，然后求取平均值，與電流的參考平均值進行比較。得到的誤差經外環PI調節后得到內環參考電流的幅值，再和單位正弦波相乘得到正弦參考電流。同時，系統將對電網電壓過零上升沿進行捕獲并以此對上述正弦電流進行鎖頻鎖相，得到與電網電壓同頻同相的參考電流。該參考電流在每個開關周期的值和采樣到的電流瞬時值的誤差經過內環PI調節后再與電網電壓前饋量相加，得到占空比，最后產生PWM信號以控制逆變電路功率開關的通斷。

6 仿真與實驗結果

為了證明上述控制方案的可行性，本文在Matlab環境下進行仿真驗證。仿真結果如圖5所示。由圖可知，并網電流是和電網電壓同頻同相的高質量正弦波，且能很快消除幅值誤差。

為了驗證電流平均值外環在實際系統中能提高輸出電流的幅值，本文進行了樣機對比實驗。實驗參數:母線電壓 Ud=380V，電網電壓有效值 Ug=220V，給定的并網電流有效值I*rms=10A，采樣頻率和開關頻率f=15kHz。圖6和圖7為實驗波形圖。

圖6為采用電流瞬時值單環PI控制得到的實驗波形。諧波總畸變率THD=4.85%，功率因數λ=0.99，輸出電流有效值Irms=10.8A?？梢娺@種情況下雖然逆變器的輸出電流波形很好，但穩態誤差是8%。

圖5 仿真結果波形圖Fig.5 Waveforms of simulation experiment

圖6 電流瞬時值單環控制實驗波形Fig.6 Waveforms of single loop control

圖7 電流平均值和瞬時值雙環控制實驗波形Fig.7 Waveforms of double loop control

圖7為采用電流平均值和瞬時值雙環PI控制得到的實驗波形。THD=4.10%，λ=0.99，Irms=10.1A。可見所提的控制方法使系統的穩態誤差降低為1%，而且電流波形為高質量的正弦波，與電網電壓同頻同相，不受電網電壓的影響。

7 結論

本文提出了一種并網電流平均值和瞬時值雙環PI控制算法，瞬時值內環使并網逆變器輸出低諧波畸變率、與電網電壓同頻同相的正弦電流，平均值外環減小并網電流幅值的誤差，提高系統的輸出精度。仿真結果和樣機對比實驗證明了所提方法的可行性和有效性。

［1］劉偉(Liu Wei).單相光伏并網逆變數字控制策略研究與實現(Research and implementation of digital control strategy of the single phase PV grid-connected inverter)［D］.湖南:湖南大學(Hunan:Hunan University)，2007.

［2］葉齊峰，金新民(Ye Qifeng，Jin Xinmin).高功率因數脈沖整流器數字控制系統設計(Design of digital control system of the high power factor pulse rectifier)［J］.電工技術(Electronic Engineering)，2003，(1):56-57.

［3］李海林，王燕京，侯振義(Li Hailin，Wang Yanjing，Hou Zhenyi).單周控制原理及其應用(One-cycle control theory and its application)［A］.中國電工技術學會電力電子學會第十一屆學術年會(The 11thAnnual Meeting of the Power Electronics Society of China Electrotechnical Society)［C］.杭州(Hangzhou)，2008.

［4］Gokhale K P，Kawamura A，Hoft R G.Deadbeat microprocessor control of PWM inverter for sinusoidal output waveform synthesis［A］.Proc.IEEE Power Electronics Specialists Conf.［C］.Toulouse，France:IEEE，1985.28-36.

［5］吳衛民，劉松培，何遠彬(Wu Weimin，Liu Songpei，He Yuanbin).單相 LCL并網逆變器電流控制綜述(Summarization of the current control of the single phase LCL grid-connected inverter)［J］.電源學報(Electrical Source Acta)，2011，(2):51-58.

［6］胡壽松(Hu Shousong).自動控制原理 (Principle of Automatic Control)［M］.北京:科學出版社 (Beijing:Science Press)，2001.222-226.