基于移相控制的軟開關臭氧電源＊

孟志強，司 超，陳燕東

（湖南大學 電氣與信息工程學院，湖南 長沙 410082）

本文針對一種新型軟開關電路拓撲結構[1－2］，采用TMS320F28335作為電源控制器，使用IPM模塊作為開關器件，試制了一臺160g/h的臭氧發(fā)生器樣機.通過主電路工作模態(tài)分析，探討了軟開關實現(xiàn)的原理，提出了一種基于移相角調節(jié)的臭氧發(fā)生管端電壓閉環(huán)控制和逆變器輸出電流的頻率跟蹤控制策略.實驗結果證明，該臭氧發(fā)生器運行穩(wěn)定可靠.

1 臭氧電源軟開關拓撲及其模態(tài)分析

臭氧電源拓撲結構如圖1所示.VB為單相整流橋，L0和C0構成濾波電路，保持負載電流連續(xù)和防止電壓電流過沖.Q1～Q4構成單相全橋逆變電路，產(chǎn)生高頻交流方波電壓.Cd，Cg，Uz代表臭氧發(fā)生管的等效電路，Ls為諧振電感，用于補償臭氧發(fā)生管的容性，使電源運行于準諧振狀態(tài)，在樣機中代表高頻變壓器HF－T的漏感.

圖1中電容C和IGBTQ5，Q6構成母線軟開關電路.通過控制Q5，Q6的通斷，使C參與主電路的諧振而完成充放電，實現(xiàn)全部開關器件的零電壓/零電流切換（ZVS/ZCS軟開關）.

IGBTQ1～Q6的驅動信號Pi（i＝1～6）的時序如圖2所示.Q1～Q4運行于常規(guī)全橋逆變狀態(tài)，上下橋臂間存在死區(qū)時間td用于防止直通.在電源的正半周期，Q5和Q1，Q4同時導通（tC），電源E向負載供電；在tD時刻Q5關斷，電源E停止向負載供電，電容C的端電壓從E開始快速放電到0；其后任意tE時刻均可關斷Q1和Q4，當負載諧振反向后，Ls對C充電，并使C的端電壓達到并被鉗位為E，正半周期結束.在tF時刻，Q6和Q2，Q3同時導通，進入電源的負半周期.Q1和Q3的死區(qū)時間td＝tC－tB，Q2和Q6的延遲時間ts＝tB－tA，Q5和Q6的延遲時間tm＝tC－tA.

圖1 主電路拓撲結構Fig.1 The main circuit topology

圖2 開關管時序圖Fig.2 IGBT switches timing sequences diagram

臭氧電源電路一般工作在感性準諧振狀態(tài)，有6個模態(tài)[2］，各模態(tài)的工作波形和等效電路分別如圖3和圖4所示，圖中U（Qi）為IGBTQi的端電壓，i（Qi）為流過IGBTQi的電流，i＝1～6.i（g1），i（g2）分別為臭氧發(fā)生管的充電電流與放電電流，Uc為電容C的端電壓.

在模態(tài)0[t0～t1］中，Q1，Q4和Q5零電壓開通（ZVS），Cd和Cg處于充電狀態(tài).

在模態(tài)1[t1～t2］的t1時刻，發(fā)生管氣隙電壓被充電到放電起始電壓值，開始放電.

圖3 主電路模態(tài)分析Fig.3 Modes analysis of the main circuit

在模態(tài)2[t2～t3］的t2時刻，Q5零電壓關斷，電源E停止供電，電容C放電，其端電壓可近似為：

設Δt32為C放電到0，即模態(tài)2的持續(xù)時間，有

在模態(tài)3[t3～t4］中，Ls的儲能分別由Q1，D2和Q4，D3續(xù)流，使C的端電壓鉗位為0.

在模態(tài)4[t4～t5］的t4時刻，可成功實現(xiàn)Q1，Q4的ZVS關斷.Ls的電磁能量通過D2，D3對電容C充電.為了保障負半周期各個IGBT的軟開關，Ls的能量應能使C被充電到E.由能量守恒定理，設Δt54為C的充電時間，有

在模態(tài)5[t5～t6］的t5時刻，C的端電壓被電源鉗位為E，由E，D5，D6，D2，D3形成續(xù)流回路，實現(xiàn)Ls儲能的回饋.模態(tài)5中的任何時刻均可實現(xiàn)Q2，Q3，Q6的零電壓零電流ZVS/ZCS開通，電路進入負半周期運行.

圖4 模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit of each mode

顯然，各模態(tài)的時間非常重要.從上述分析可以得到實現(xiàn)軟開關的時序條件為：

2 系統(tǒng)控制策略與實現(xiàn)

臭氧發(fā)生裝置為一非線性容性負載，且等效參數(shù)與氣體流量、發(fā)生器溫度等因素有關.需采用電壓PI閉環(huán)控制[3］、PSPWM 移相調制[4－6］和數(shù)字鎖相環(huán)（DPLL）[7－8］來保障開關器件的軟開關和系統(tǒng)的穩(wěn)定運行.

2.1 PSPWM移相控制

臭氧電源采用如圖5所示的移相控制策略實現(xiàn)功率調節(jié)及系統(tǒng)的閉環(huán)控制.移相控制的具體方法為：以Q1，Q3為固定橋臂；Q2，Q4，Q5，Q6為移相橋臂，通過改變移相角α即可實現(xiàn)移相調節(jié).為了保證逆變器輸出電壓u0和負載電流相位的一致，由LEM的霍爾電流傳感器LTS15－NP檢測逆變器輸出電流i0，在其過零點，產(chǎn)生移相橋臂開關管的驅動信號.

圖5 移相控制波形Fig.5 The waveform of phase－shift control

2.2 電壓PI閉環(huán)控制

臭氧電源控制系統(tǒng)采用了電壓閉環(huán)、電流限流的控制策略，電壓閉環(huán)采用數(shù)字增量式PI控制算法[3］.增量式PI控制器每次輸出控制量的增量，誤動作時影響小，容易獲得較好的控制效果.增量式PI控制算法為：

式中：kP為 比例系 數(shù)；kI為積 分系數(shù)

由增量式PI表達式可得控制參量uK的值為：

根據(jù)式（6）和式（7）得到當前移相角αK與控制變量 ΔuK的關系，αK值限制在[0，150°］之內.

2.3 鎖相環(huán)實現(xiàn)頻率跟蹤

逆變器輸出電流i0經(jīng)信號調理和過零比較電路整形為矩形波，利用DSP的捕獲單元捕獲其相鄰兩個上升沿計算周期T0（n）；通過捕獲上升沿中斷和ePWM2的比較中斷，可以得到逆變器輸出電流和臭氧發(fā)生管端電壓的相位差θ（n）.為使頻率和相位跟蹤平穩(wěn)可靠，采用一階平滑濾波算法并設定了相位修正系數(shù)，表述為：

式中：T0（n）為DSP捕獲單元捕獲到的逆變器輸出電流i0的周期；Tm（n）為頻率修正后的周期；T為頻率修正和相位修正后的周期；θ（n）為臭氧發(fā)生管端電壓uL和i0的相位差；A為濾波參數(shù)；B為相位修正系數(shù)（0＜A＜1，0＜B＜1）.

當頻率變化較大時，因修正周期和相位的速度較慢，會造成頻率跟蹤效果不理想.因此，可以只進行頻率修正；當頻率變化較小時，可以采用頻率和相位同時修正的方式.進行頻率相位同時修正的臨界條件為：，其中T0為指定數(shù).

2.4 控制系統(tǒng)設計與驅動脈沖生成

160g/h氧氣型臭氧發(fā)生器控制系統(tǒng)框圖如圖6所示，由DSP控制器TMS320F28335、故障檢測與保護電路、模擬量檢測電路、驅動電路和觸摸屏構成.

DSP生成6路IPM驅動脈沖信號，經(jīng)信號調理及隔離后控制IPM各開關管的通斷.通過實時檢測直流電壓Ud，直流電流Id，發(fā)生管端電壓uL，逆變器輸出電流i0，頻率f等參數(shù)，經(jīng)過閉環(huán)控制及數(shù)字鎖相環(huán)等算法實現(xiàn)系統(tǒng)的可靠運行.

圖6 控制系統(tǒng)框圖Fig.6 The block diagram of the control system

TMS320F28335的ePWM模塊可產(chǎn)生多達18路PWM輸出.文中使用互補的ePWM1，ePWM2和ePWM3，采用時鐘同步的方式將各個獨立的PWM通道鏈接成一個系統(tǒng).P1～P4是常規(guī)的H橋驅動信號，采用增/減計數(shù)模式，根據(jù)系統(tǒng)主頻和分頻系數(shù)設定周期值TBPRD＝period，設置其中點為比較值即CMPA＝CMPB＝period/2；根據(jù)死區(qū)td計算公式得到DBFED＝DBRED＝td；當比較事件發(fā)生時，控制信號的電平翻轉，并設置正確的死區(qū)控制方式，即可實現(xiàn)4路帶有一定死區(qū)的互補驅動信號.

Q5，Q6驅動信號的產(chǎn)生有2種方式：一是根據(jù)死區(qū)時間td以及Q5，Q6延遲時間tm確定ePWM3的2個比較值CMP3A和CMP3B，通過比較事件實現(xiàn)時序的控制.另一種方法是先移相一定的角度ts，然后通過死區(qū)控制的方式實現(xiàn)，此時死區(qū)設定值DBFED＝DBRED＝tm.文中采用了第1種控制方法，其實現(xiàn)過程如圖7所示.

圖7 IPM驅動脈沖Fig.7 The drive pulse waveform of IPM

根據(jù)圖2所示的開關管時序，ePWM1A，eP－WM1B，ePWM2A，ePWM2B分別控制Q1，Q3，Q2，Q44個開關管；ePWM3A，ePWM3B分別控制Q5，Q62個開關管.

3 實驗結果及分析

圖8為逆變器在不同移相角時輸出電壓波形，幅值約為300V，調節(jié)移相角可以調節(jié)系統(tǒng)的功率.圖9中iL為臭氧發(fā)生管電流，有效值為0.72A，對應 逆變器輸出電流5.04A（圖10）；uL為發(fā)生管端電壓，實際有效值為4 243V.圖10為逆變器輸出電壓和電流波形圖，實現(xiàn)了負載頻率自動跟蹤.

圖8 逆變器在不同移相角時輸出電壓波形Fig.8 Output voltage waveforms of Inverter with different phase angle

圖9 臭氧發(fā)生管端電壓和負載電流波形Fig.9 Ozone tube voltage and current waveforms

圖10 逆變器輸出電壓和電流波形Fig.10 Inverter output voltage and current waveforms

4 結 論

本文研究基于直流母線開關和諧振電容實現(xiàn)軟開關技術的一種新型臭氧發(fā)生電路，并設計了一臺160g/h的臭氧發(fā)生器，系統(tǒng)采用了電壓PI閉環(huán)、電流限流的控制策略、通過移相調節(jié)實現(xiàn)了臭氧產(chǎn)量的連續(xù)可調；通過數(shù)字鎖相環(huán)實現(xiàn)了負載頻率跟蹤，保障了臭氧濃度.現(xiàn)場試驗結果表明：系統(tǒng)長期運行穩(wěn)定可靠.該軟開關電路拓撲結構和控制策略，對于進一步提高臭氧發(fā)生器的頻率、功率密度以及臭氧產(chǎn)量具有重要的工程實踐價值.

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