一種有源功率因數(shù)校正電路及控制方法的設計*

董秀芬

（揚州市職業(yè)大學 電子工程系，江蘇 揚州 225009）

有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究主要集中在電路拓撲、控制策略和建模分析等方面。其中電路拓撲的研究除了電力電子技術(shù)中的基本變換器結(jié)構(gòu)外，還針對一些特殊的拓撲結(jié)構(gòu)。利用這些拓撲結(jié)構(gòu)本身特性構(gòu)成所需要的PFC變換器，以實現(xiàn)提高電路性能，降低成本的目的。控制策略的研究則主要是針對特定的拓撲結(jié)構(gòu)，通過不同的數(shù)學和建模分析，尋找最優(yōu)或最合適的控制方法，以提高整體電路的性能，簡化控制電路，降低成本。此外，改進開關器件的性能，也可以從整體上提高電路的性能。

在實際應用中，針對不同的應用場合，對有源功率因數(shù)校正電路的要求也是多種多樣的。Boost型電路以其控制簡單，電流紋波較小等優(yōu)點得到了廣泛應用。從實現(xiàn)PFC的控制策略上來看，又以DCM模式下的變頻控制法和CCM模式下的平均電流控制法應用最為廣泛，并且在市面上己經(jīng)有了商用的PFC控制芯片出售。本文的目的是從開關變換器基本的拓撲結(jié)構(gòu)出發(fā)，尋找簡單和方便的控制方式。

根據(jù)正向輸出的Buck-Boost變換器工作的基本原理，提出了一種新的功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)，并給出了相應的控制方式。該電路能夠利用電壓跟隨的方式實現(xiàn)PFC。由于該電路能夠?qū)崿F(xiàn)降壓輸出，因而降低了對所有功率開關管的耐壓要求，有利于提高變換器的轉(zhuǎn)換效率和降低成本。

1 Boost PFC變換器電路設計要求

本文內(nèi)容來源于對一項軍用車載電源的研究設計，該設計的主要設計指標如下。

（1）輸入特性。 市電：154～264 V，50±3 Hz；4.5 kW汽油發(fā)電機：154～264 V，50±3 Hz； 外 28 V： DC 28 V 3.5 kW，蓄電池組：DC 24 V/200 Ah。（2）輸出特性。輸出兩路DC 24 V。（3）交流輸入正常時的輸出特性。輸出電壓為25.5±0.5 V，輸出功率為 3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV；電源效應小于或等于2%；負載效應小于或等于3%。（4）蓄電池24 V或外28 V輸入時的輸出特性。輸出電壓為25.5±0.5 V；輸出功率為3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV；輸出特性：輸出兩路DC 24 V。（5）配電優(yōu)先順序：市電、油機、外 28 V、電池。 （6）保護。交流輸入過壓保護：264 V；交流輸入欠壓保護：154 V；外28 V輸入保護；過壓保護：32±0.5 V；欠壓保護：20±0.5 V；反接保護。（7）蓄電池保護。過放保護和反接保護。（8）輸出保護。過壓保護：27 V±0.5 V。（9）過流與短路保護。效率大于或等于80%；功率因數(shù)大于0.9。（10）充電特性。正常充電特性：最高充電電壓 28.8±0.2 V；最大充電電流 40±5 A；充電時間為6.5 h；充電效果為恒流——均壓減流——浮充；電池嚴重虧電時的充電特性為涓流（1A）——恒流——均壓減流——浮充。

為了滿足以上要求，本論文選擇了有實際研究價值的基于UC3854控制的Boost PFC變換電路來研究。

比較而言，F(xiàn)lyback型PFC雖然易于實現(xiàn)輸入、輸出的隔離，但由于其隔離變壓器磁芯單向磁化，使得其磁通復位控制困難，變壓器利用率低，電路設計不但困難、復雜，而且可靠性降低，又增加了電源的體積、重量、鐵耗、銅耗及成本。這均限制了它的實際應用。Boost型PFC輸入電流連續(xù)、易于控制，功率因數(shù)PF高，電流畸變系數(shù)THD小，輸出電壓高，允許電容儲存更多的電能，能提供更長時間的掉電保護，這些優(yōu)點促使世界上一些電力電子器件生產(chǎn)廠商（如美國德州儀器、微線）開發(fā)出諸多性能非常穩(wěn)定可靠的集成控制芯片，如UC3852、UC3854、UC3855、UC3857、UC3858、UC38500、ML4803等，使Boost變換器獲得了廣泛的應用。

2 UC3854簡介

UC3854是一種有源功率因數(shù)校正專用控制芯片。它可以完成升壓變換器校正功率因數(shù)所需的全部控制功能，使功率因數(shù)達到0.99以上，輸入電流波形失真小于5%。該控制器采用平均電流型控制，控制精度很高，開關噪聲較低。采用UC3854組成的功率因數(shù)校正電路后，當輸入電壓在85～260 V之間變化時，輸出電壓還可保持穩(wěn)定，因此也可作為AC/DC穩(wěn)壓電源。UC3854采用推拉輸出級，輸出電流可達1 A以上，因此，輸出的固定頻率PWM脈沖可驅(qū)動大功率MOSFET。UC3854內(nèi)部框圖如圖1所示。

3 Boost PFC變換器電路主要參數(shù)的設計與計算

3.1 Boost功率電路的設計與計算

Boost電路的設計主要就是功率器件的選取和電感的設計。變換器的輸入電壓范圍是AC 80～275 V，輸出為 DC 400 V，標稱功率為300 W，開關頻率為 50 kHz，變換器工作在DCM下。下面來給出具體的參數(shù)設計。

圖1 UC3854內(nèi)部框圖

由于功率恒定，輸入電流的最大峰值是在輸入電壓為最低時：

諧波系數(shù)取50%，因此電流諧波峰峰值為：

輸出電壓恒定，最大占空比也出現(xiàn)在輸入電壓為最低時：

取L=0.8 mH

磁芯材料選用金寧三環(huán)JP系列的Mn-Zn鐵氧體，型號為EE42C。采用直徑為0.4 mm的漆包線，8股并繞，匝數(shù)為90匝，并留有3 mm左右的氣隙，以提高電感的抗飽和能力，也可以通過氣隙的寬度來調(diào)節(jié)電感的值。

電容的選取。輸出為電壓400 V的直流電，因此，輸出電容應該為耐壓為450 V的鋁電解電容。它的容量由式（5）來決定：

其中，P為額定功率，Δt為電容的擎住時間，一般取15～50 ms，V0（min）是輸出電壓的最小值，一般 取 300 V，因此輸出電容的值取 450 μF。

此外，功率管選取IR公司生產(chǎn)的RFP460LC，耐壓為600 V，最大正向通態(tài)電流 20 A（25℃時）。續(xù)流二極管選用Onsemi公司生產(chǎn)MUR860超快恢復二極管，耐壓600 V，正向額定電流8 A，反向恢復時間為35 ns。

3.2 控制電路的設計

分塊來設計以UC3854為核心的有源功率因數(shù)校正器電路，如圖2所示。

3.2.1 電流采樣電路

取樣電阻為：

取 RS=30 Ω。

這樣實際的峰值檢測電壓為：

整流管選高頻管IN4148。

3.2.2 限流保護電路

在UC3854中，電流限制是通過簡單的基準電壓到電流檢測電阻的分壓來設置的，當瞬間電流超限時，2腳位于低電位，功率管關斷。一般取Ipkovld=7.5 A，Rpk=10 kΩ，

分壓方程為：

所以 Rpk2=1.5 kΩ。

3.3 乘法器配置

（1）分壓器

分壓電阻值由3個方程決定：

解之可得：Rff1=910 kΩ，Rff2=91 kΩ，Rff3=20 kΩ。

（2）電壓波形取樣支路電阻的選取

可得：Rvac=636.4 kΩ，取 620 kΩ。

圖2 基于UC3854的Boost PFC電路圖

（3）電阻 Rb1的選取：

（4）振蕩器電容的選取：

4 基于Sim ulink的仿真模型及仿真波形

4.1 仿真模型

控制電路采用平均電流控制型，用UC3854實現(xiàn)控制功能，所以模型也是基于UC3854的結(jié)構(gòu)建立的，其仿真模型如圖3所示。UC3854包含了平均電流控制型功率因數(shù)校正控制電路的全部所需功能的單片集成電路，主要由電壓放大器、模擬乘法器、電流放大器和定預脈寬調(diào)制器組成。此外還包括與功率MOSFET兼容的柵極驅(qū)動器，7.5 V的電壓基準、總線預測器、加載智能比較器、欠壓檢測和過流比較器。UC3854乘除法器的輸出電流端為基準電流，它與檢測電流決定占空比的大小。

其中，VAO為電壓誤差放大器輸出信號，Vmo約為1.5 V～4.7 V，K=－1為比例系數(shù)，IAC是乘法器的輸入電流。平方器和除法器起了電壓前饋作用，使輸入電壓變化。

（1）軟啟動是為了使電路的啟動有一個過程。13端工作時外接一個電容，芯片開始工作時先由一個直流電源對其充電，使得占空比緩慢增加。

（2）振蕩電路用于產(chǎn)生三角波。由一個電壓控制開關、電流控制的電流源及一個脈沖電流源構(gòu)成。電容的充電電壓控制開關的導通和截止，而開關上的電壓反過來控制B5電流源的大小。開關的兩個狀態(tài)是由電容的電壓來判斷的，開始B5=0，B6為一個恒流對外接電容正向充電，當 V（16）＞6.3 V時，開關合上，此時以 1倍的電壓下降直至小于2.5 V，B5的電流變?yōu)?10 mA，反向迅速充電；當 V（16）<1.1 V 時，開關打開，V（18）電壓回升，直至 V（18）＞2.5 V，B5 電流再次為 0，開始下一周期的充放電。產(chǎn)生所需的振蕩三角波。B4等于V6支路的電流，B5的電流是通過數(shù)字模型來模擬的。

（3）電壓誤差放大器。其輸入端為 27，輸出端為 22，由差分放大器和放大器電路構(gòu)成。輸出VAOUT是由差分放大器2個集電極的電流差控制的。假設VSENS等于參考電壓，則受控電流源 B6=0，因為 V7=1.5 V，所以 Q3、Q4都處于微導通，流過 Q3、Q4射極的電流很小，2個集電極均分VCC，VAOUT為 7.5 V。若 VSSENIS小于參考電壓時，B6<0，對電容正向充電，V（20）的電位抬高，使 Q4趨于截止。VAOUT電壓上升。同理，若VSENS大于參考電壓，造成V（20）的電位下降，Q4的導通加深，VAODF的電壓下降。模型的工作原理與實際相符。模型中仍借助了數(shù)字模型，B6=Iq5c－Iq6c。

（4）電流誤差放大器。電流誤差放大器與電壓誤差放大器的結(jié)構(gòu)和工作原理基本一樣，不再作詳細分析。不同的是它有2個受控源。B7是電流控制電流源，它的數(shù)字模型與B6相似。B10是表示乘法除法器的輸出電流。在模型中通過數(shù)字模型實現(xiàn)了乘法除法器的功能。

4.2 仿真結(jié)果及分析

本文仿真了輸入電壓范圍是交流 154 V～264 V，輸出為28 V直流，標稱功率為3 000 W，開關頻率為50 kHz的Boost型變換器，模型中所用到的參數(shù)是根據(jù)UC3854的使用手冊設計的。其仿真結(jié)果如圖4～圖10所示。圖4為電路輸入脈沖波形；圖5為二極管電流波形；圖6為主功率管電流波形；圖7為電容電壓波形；圖8為電源電壓、電流波形；圖9為校正前電壓、電流波形；圖10顯示了加功率因數(shù)校正后的電壓與電流的仿真波形。通過波形的分析可以清楚地看到，用UC3854為主芯片的PFC電路，功率因數(shù)校正效果明顯，輸出的電壓電流波形有很好的改善。

圖4 輸入脈沖波形

圖3 基于UC3854的S imulink仿真模型

圖9 校正前電壓、電流波形

圖10 校正后電壓、電流波形

本文在總結(jié)前人研究的己較為成熟的平均電流法控制的升壓型功率因數(shù)校正技術(shù)與拓撲Boost型變換電路的基礎上，成功地將二者結(jié)合在一起。在分析了有源功率因數(shù)校正器的基本工作原理的基礎上，仿真了功率因數(shù)校正和未經(jīng)功率因數(shù)校正的電路，并且記錄了相關電壓和電流波形。經(jīng)過比較后發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過PFC校正之后電路的功率因數(shù)有了明顯改善。本文提出的功率因數(shù)校正電路新控制方法和得到的結(jié)果對功率因數(shù)校正技術(shù)的研究和應用具有一定的價值。

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