帶陷波特性的多模諧振超寬帶濾波器設計

汪仲清，鄔墨家，曹 昶，李 寶

(重慶郵電大學a.數理學院;b.光電工程學院，重慶 400065)

責任編輯:時 雯

美國聯邦通信委員會(Federal Communications Commission，FCC)于2002 年解禁了3.1 ～10.6 GHz頻段［1］，超寬帶無線通信技術具有傳輸效率高、抗干擾能力強等優點，使其成為短距離無線通信中極具競爭力的技術之一。濾波器作為超寬帶通信系統的重要組成部件，國內外都進行了大量的研究［2－13］。多模諧振超寬帶濾波器是一種常見的超寬帶濾波器，這類濾波器通常采用微帶結構，制作相對簡單，受到國內外眾多研究人員的關注。Zhu L等人［2］制作的開路負載多模超寬帶濾波器具有較好的通頻特性。其他類型的超寬帶濾波器，諸如共面波導/微帶［3］、缺陷地(Defected Ground Structure，DGS)［4］、電磁帶槽(Electromagnetic Band － Gap，EBG)［5］等不同結構的出現，都為微波帶通濾波器的研究產生了極大的推動作用。

無線局域網(Wireless Local Area Network，WLAN)或無線保真(Wireless Fidelity，WiFi)已經成為無線通信應用非常廣泛的技術，其規定的工作頻段包含5.2 GHz和5.8 GHz兩個頻段，由于這兩個頻段都在超寬帶頻段內，這會對超寬帶系統形成干擾，超寬帶器件一般是采取陷波方式來消除其影響。文獻［2－5］提到的超寬帶濾波器在設計時并沒有考慮到消除來自無線網絡的干擾，本文在多模超寬帶濾波器的基礎之上加入雙開路支節，通過調節支節的長和寬，以實現超寬帶濾波器的陷波特性，屏蔽掉5～6 GHz這一頻段，可以提高濾波器的抗干擾能力。利用該方法，插入損耗在屏蔽頻段能夠降低到－60 dB左右，相比于國內外文獻中出現的諧振腔型陷波結構［8－9］、非均勻周期接地槽結構［10］、非對稱曲折耦合結構［11］以及四路開路節支［12－13］，該設計的屏蔽效果更好，且制造更加方便。

1 超寬帶濾波器的設計及分析

多模諧振(Multiple－mode Resonator，MMR)超寬帶濾波器是由步進阻抗諧振器(Stepped－impedance Resonator，SIR)和耦合傳輸線，以及輸入輸出端口組成。SIR包括一個1/2波長和兩個1/4波長微帶線。步進阻抗諧振器能將一次諧振模與二次諧振模之間的間隔進行擴大，從而有效展寬主要通帶的截止頻帶［2］。帶通型濾波器通常是使用電感與電容間的相互耦合形成通帶，圖1顯示了濾波器結構的整體布局，具體尺寸如表1所示。

圖1 多模諧振超寬帶濾波器整體結構

表1 濾波器結構 mm

多模諧振是通過奇偶模傳輸的相位差形成不同的諧振頻點，從而拉寬通帶的寬度。通過IE3D軟件對該設計濾波器模型進行了不同耦合長度的全波電磁仿真，圖2是耦合長度L3分別為0.2 mm，1.0 mm和3.95 mm時插入損耗S21的仿真結果。由S21隨波長變化的曲線可以看出，在4 GHz，7 GHz和9 GHz左右產生了3個諧振頻點。當耦合長度從0.2 mm增加到1 mm時，插入損耗S21并沒有發生明顯的變化，但當耦合長度變為3.95 mm時，S21的頻率響應就十分接近0 dB，因此選定耦合長度為3.95 mm。圖3為插入損耗S21與回波損耗S11隨頻率變化的仿真結果，圖中的S參數曲線顯示該濾波器設計能夠在超寬帶頻帶內獲得較好的頻率特性。S21最低只有－0.65 dB左右，而S11都低于－10 dB，最低能夠超過或達到－50 dB左右，具有較好的超寬帶通頻特性，滿足設計要求。圖4是該濾波器另一重要參數——群時延的仿真結果。可以看出在超寬帶頻域內群時延能夠維持在0.35 ns內，并且可以穩定在0.22 ns上，在通帶范圍內具有良好的群時延特性。

圖2 不同耦合長度下插入損耗S21隨頻率的變化

2 陷波濾波器設計與仿真分析

為了保持在原濾波器的通帶特性基礎上，使其擁有陷波特性。國內外出現的陷波結構存在諧振腔結構［8－9］、非均勻周期接地槽結構［10］和非對稱曲折耦合結構［11］等。在多模諧振結構超寬帶濾波器獲得陷波特性的研究中［12－13］，增加開路支節是一個簡單而有效的方法。文獻［12－13］都是通過加入4個開路支節，讓濾波器產生陷波特性，按照此類方法對其濾波器改進會產生雙頻陷波，插入損耗只能陷到－20 dB左右，且對通帶內的通頻特性影響較大。如果增加兩個對稱的開路支節既能保持原濾波器的通帶特性，并且產生一條較窄的陷波帶，因此在圖2設計原型上加入兩段開路支節。在輸入/輸出端口處添加兩條1/4波長微帶線，寬度為0.1 mm，開路支節添加在微帶線邊上，形成兩個L型的開路支節。改進后的濾波器結構如圖5所示。

圖5 帶陷波特性的多模諧振超寬帶濾波器整體結構

研究發現開路支節的長度l和寬度w會對陷波頻點產生較大的影響。分別對長度l和寬度w的變化給濾波器帶來的影響進行仿真測試，結果如圖6和圖7所示。從圖6可以看出，隨著長度l從1.56 mm增加至1.74 mm，諧振頻點會逐漸左移，但在超出一定值(1.62 mm)后，濾波器就會產生多個諧振頻點，形成多個陷波帶，曲線變得不平滑。當l=1.56 mm和1.62 mm時，插入損耗結果最佳。圖7顯示了插入損耗隨寬度w的變化，可以看出濾波器同樣存在諧振頻點左移的情況。當w=0.25 mm和0.3 mm時，插入損耗結果最佳。

綜上所述，當l分別為1.56 mm，1.62 mm和w分別為0.25 mm，0.3 mm時，陷波特性效果較好。長度和寬度的值越大，諧振頻點越向頻率低端靠。同時對這兩組長度和寬度組合進行仿真，仿真結果如圖8所示。相比之下，長度與寬度組合分別為1.56 mm，0.3 mm和1.62 mm，0.3 mm時，插入損耗結果最理想，但后者的諧振頻點更接近5.5 GHz，更有利于陷波。

最后選定長度l=1.62 mm、寬度w=0.3 mm，整個濾波器模型在RT/Duroid 6010的介質基板下完成，其相對介電常數為10.8，厚度為1 mm。在IE3D上對模型進行仿真，圖9和圖10分別為陷波濾波器的S參數和群時延的仿真結果。濾波器在陷波后的超寬帶頻段內(3.1～5.1 GHz和5.9～10.6 GHz)插入損耗仍然較低，能夠保持在－1 dB內，回波損耗最低處低于－55 dB。在5～6 GHz之間形成了陷波帶，最大抑制電平接近－60 dB，仿真性能超過其他類型的陷波結構。群時延除在5 GHz附近存在明顯變化之外，在超寬帶頻段內保持穩定。因此本設計既保持了濾波器在除陷波區外的超寬帶通頻特性，又提高了其抗干擾的能力。

圖8 插入損耗S21參數隨頻率的變化

針對陷波性能，可對國內外出現的不同陷波結構［6－11］進行對比，結果在表2中列出。可以看出，本優化設計的雙開路支節在陷波性能上明顯優于其他陷波結構。

表2 各種結構陷波性能對比

3 結論

本文在多模諧振結構的超寬帶濾波器基礎上增加了兩個開路支節，通過優化調節支節的長度和寬度，使濾波器獲得了1 GHz左右的陷波特性，能夠屏蔽無線網絡5～6 GHz的干擾。模型的仿真結果表明，該濾波器在超寬帶(除陷波帶)內仍然保持了較好的通頻，在WLAN頻段內獲得了陷波特性，陷波的最大抑制電平接近－60 dB，性能優于其他陷波結構，群時延在5.5 GHz左右存在明顯的變化，提高了其抗干擾的能力。

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