Ka波 段三路波導功分器/合路器

任 重，成海峰，徐建華，羅運生

（南京電子器件研究所，南京 210016）

1 引言

近年來，隨著固態功率合成技術的大量應用，對功分器/合路器性能的要求也越來越高。傳統的功率合成方式有分支定向耦合器、波導E面合成、H面合成、威爾金森功分器等，這些合成方式一個重要的特點是兩路功率分配或合成。因此，在多級應用中，分配或合成的路數只能是2n，在實際應用中，缺乏靈活性。

和傳統的兩路合成方式相比，三路合成有更高的效率，結合兩路合成的方式，還可以靈活地獲得2n×3m（m、n非負整數）路的功率合成。J.M.Rebollar等學者曾在3dB波導分支定向耦合器的基礎上，提出增加一路副線波導，進而構成了一個一路輸入、一路直通、兩路耦合、兩路隔離的六端

口網絡，可以實現三路功率分配/合成，并獲得比較好的測試數據，美中不足的是，這種結構并未考慮各路相位匹配的問題。在固態合成應用中，功分器和合路器往往配合使用，以達到“功率分配-各路放大-各路功率合成”的目的[1]。因此，功分器和合路器的相位匹配對合成效率有著至關重要的影響。在設計上，一定要保證功分器和合路器的各個支路在相位上保持一致性。本文在J.M.Rebollar的三路波導功分器/合路器的基礎上，解決相位匹配的問題，設計了可以配合使用的Ka波段三路波導功分器和合路器。

2 設計

2.1 3dB分支定向耦合器的若干結論

3dB分支定向耦合器的理論分析可以運用奇偶模的分析方法，表1中列出幾種不同分支數的3dB定向耦合器的數據。

表1 分支定向耦合器數據[2]

表中，a為網絡的輸入端，b為直通端，c為耦合端，d為隔離端。ρ是輸入駐波比，D是a端口與d端口（或者b端口與c端口）的隔離度，C是c端口的耦合度，ΔC是b、c端口的輸出功率不平衡度。

根據3dB分支定向耦合器的分析，可以得到以下幾條結論：

（1）波導分支數越多，工作帶寬越寬；

（2）主線與副線的間距及各分支波導間距由工作波長決定，為四分之一工作波長；

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（3）分支波導的縫隙寬度，影響b、c的功率（不）平衡度；

（4）b端口輸出波電壓相位相比a端口輸入波電壓相位滯后π/2；c端口輸出波電壓相位相比b端口輸出波電壓相位滯后π/2。

2.2 J.M. Rebollar的三路波導功分器/合路器

J.M. Rebollar在3dB分支定向耦合器的基礎上，提出一種新型三路波導功分器/合路器，結構如圖1所示。

1端口為網絡的輸入端，2為直通端，3、4為網絡的耦合端、5、6為網絡的隔離端。

圖1 J.M. Rebollar提出的三路波導功分器/合路器[3]

該網絡在3dB分支定向耦合器的基礎上，增加了一路副線波導，構成了中間一路主線波導，兩側兩路副線波導的結構。主線和副線波導之間，有4路分支波導，將主線波導的功率耦合到副線，并增加了網絡的工作帶寬。在3、4、5、6端口增加90°轉彎波導[4]。

對該網絡在25.25GHz～27.50GHz的頻帶內進行仿真優化，可以近似三路功率等分輸出，功率不平衡度＜0.25dB，回波損耗>23dB，網絡的隔離度>23dB。

2.3 Ka波段三路波導功分器/合路器的設計

參考J.M. Rebollar的三路波導功分器的結構，并根據3dB分支定向耦合器的相關理論，設計Ka波段三路波導功分器/合路器的結構，如圖2。

圖2 Ka波段三路波導功分器/合路器

根據工作帶寬需要，設定分支波導數目為三路。根據3dB分支定向耦合器的結論，對功分器/合路器進行優化，在毫米波波段1GHz帶寬內可以實現以下指標：輸入端回波損耗>30dB；隔離端的隔離度>25dB；輸出端功率不平衡度＜0.1dB；仿真結果如圖3所示。

圖3 輸入端回波損耗與隔離端的隔離度

2.4 相位補償

在實際應用中，功分器和合路器經常配合使用，來自驅動放大電路的功率經過功分器，分配給各個功率放大電路，功率放大電路輸出的功率，再輸入到合路器進行功率合成。因此，在設計時要保證功分器/合路器的各個端口有一定距離的間隔，用于放置功率放大電路。在功率合成技術中，相位一致性對功率合成效率有至關重要的影響，所以在設計功分器和合路器時，需要進行相位補償，保證各路電磁波的相位滿足合成要求。

圖4 三路輸出端口的幅度

考慮端口輸出間隔后，設計的三路波導合路器和功分器如圖5和圖6所示。

圖5 三路波導功率合路器

圖6 三路波導功分器

圖6中，在功分器直通端的輸出位置，增加一段折疊往復的波導，通過調整此段波導的長度d進行相位補償，使從功分器輸入端到合路器輸出端的三條支路上的電磁波相位差保持一致。

考慮到在實際波導加工過程中存在公差，會造成實際器件與仿真結果之間存在一定的誤差，在功分器的三路輸出端增加了相同微帶部分。通過對微帶部分進行微調，來對支路上電磁波的相位進行調整。不利因素是引入微帶后，會增大功分器上的損耗。對參數d優化，可以得到令人滿意的結果，如圖7所示。

由圖7和圖8中可以看出，對于功分器和合路器，S（1,3）與S（1,4）具有相同的相位，所以只需考慮其中之一。因此，只要滿足功分器的S（1,2）-S（1,3）相位差和合路器的S（1,2）-S（1,3）相反即可。從圖9可以看出，功分器和合路器有著較好的相位補償，在34.5GHz～35.5GHz的頻帶內，補償差小于4°。

圖7 合路器三路相位示意圖

圖8 功分器三路相位示意圖

圖9 合路器與功分器相位補償示意圖

功分器和合路器的回波損耗、插損如圖10～圖13所示。

從仿真結果看出，由于增加了微帶部分，功分器的插損增大了0.5dB～0.7dB，但是考慮到相位不一致引起的損耗更為嚴重，增加微帶是值得的。

圖11 功分器的三路插損

圖12 合路器的回波損耗

圖13 合路器的三路插損

如圖14所示，將優化好的功分器與合路器對接，然后進行仿真，得到的回波損耗和插損如圖15和圖16所示。

圖14 功分器合路器對接示意圖

圖15 對接后的回波損耗

圖16 對接后的插損

由仿真結果可以看出，對接后可以得到較低的回波損耗和很好的插損。功分器和合路器有著良好的相位匹配度，印證了前面相位補償方法的成功。

3 測試數據

根據上文的仿真模型尺寸，加工制作功分器和合路器。制作好的功分器和合路器如圖17所示。

圖17 制作完成的功分器與合路器

圖18表明測試時所用的電纜、負載、SMA-波導轉換接頭的連接方式，輸入端的接頭和輸出端的電纜分別連接網絡分析儀的1號和2號電纜。經測量，電纜、SMA-波導轉換接頭、過渡波導等部分的總插損為2dB。含有以上各部分的測試結果如圖19～圖24所示。

圖18 測試連接示意圖

圖19 實測合路器輸出駐波

圖20 實測合路器一路插損

圖21 實測合路器的S（1,2）與S（1,3）相差

圖22 實測功分器輸入駐波

圖23 實測功分器一路插損

圖24 實測功分器的S（1,2）與S（1,3）相差

圖17和圖18中，扣除輸入、輸出接頭和電纜的損耗，在1dB帶寬內，功分器的一路插損小于6dB，輸入駐波小于1.6；合路器的一路插損小于4.9dB，輸出駐波小于1.3。合路器的測試數據符合仿真結果，功分器的插損值比仿真結果大0.5dB，原因應為微帶裝配誤差引起的阻抗不匹配，可以通過焊調配塊的方式修正。對比圖9、圖21和圖24，實測的S（1,2）與S（1,3）的相位差和仿真結果相比較存在一定偏差，合路器最大不超過4°，功分器最大不超過10°，也可在功分器微帶部分上通過焊調配塊的方式進行相位補償調節。

由于Ka波段對器件尺寸精度要求很高，甚至加工公差也會引起無法忽略的影響。因此，在設計時，對于容易引起較大尺寸誤差的部分，尤其是微帶的裁剪和裝配（通常是手工操作），要格外加以考慮。可以通過仿真優化，將容易產生加工誤差的部位的尺寸敏感程度降低。另外，由于加工誤差無法避免，還要在功分器或合路器上設置可以調試的部分，對相位和阻抗進行微調。

4 結論

本文基于J.M.Rebollar等學者設計的三路功率分配/合成網絡，設計了一種Ka波段三路波導功分器/合路器，并通過增加波導長度的方式，解決了功分器和合路器的相位一致性問題，獲得了很好的仿真結果。根據仿真模型制作出功分器和合路器，并對其進行測量后得到的數據符合仿真結果，可應用到實際產品中。

[1]Kenneth J. Russell. Microwave Power Combining Techniques [J]. IEEE Transactions on Microwaves Theory And Techniques, 1979, 5：472-478.

[2]欒秀珍，房少軍，金紅.微波技術[M].北京：北京郵電大學出版社，2009.

[3]J.M. Rebollar. Design of A Compact Ka-band Three-way Power Divider[A]. IEEE Antennas and Propagation Society, AP-S International Symposium（Digest）, 1994,2：1 074-1 077.

[4]J.E. Page, J. Esteban. Optimum design of rectangular waveguide right-angle truncated-comers[A]. PIERS’91,Cambridge（Massachusetts-USA）.