串聯(lián)IGBT的一種復合均壓方法

同向前 寧大龍 夏 偉 申 明

（西安理工大學自動化與信息工程學院 西安 710048）

1 引言

隨著電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的廣泛應用，現(xiàn)代電力電子裝置正朝著高電壓、高功率、高頻率和高電能質(zhì)量的方向發(fā)展。然而，電力電子器件的電壓水平遠遠不能滿足高壓電力電子裝置的要求，從而促使人們不斷研究新型電路拓撲，如多電平結(jié)構(gòu)、模塊電路級聯(lián)結(jié)構(gòu)、IGBT器件直接串聯(lián)結(jié)構(gòu)等。IGBT器件直接串聯(lián)組成高壓IGBT串聯(lián)組件，配合典型的兩電平和三電平電路結(jié)構(gòu)，是實現(xiàn)一切高壓電力電子裝置的簡單而有效的途徑。

IGBT器件直接串聯(lián)的主要技術(shù)難點在于各個器件之間的均壓問題。由于驅(qū)動信號的差異、IGBT器件的特性差異和應用電路的雜散參數(shù)，IGBT串聯(lián)組件中各個 IGBT器件的集射極電壓往往不均，尤其是開關(guān)過程中的動態(tài)電壓不均，導致 IGBT器件因過壓而損壞。RCD無源吸收電路是常用的被動型均壓電路[1]，結(jié)構(gòu)簡單、成本低，在門極驅(qū)動信號同步的條件下，具有較好的均壓效果，但是當門極信號存在較大差異時，均壓效果很差[2]。基于IGBT的門極控制特性，門極電壓鉗位電路[3,4]、門極有源電壓控制[5,6]、門極RCD有源控制[7,8]等多種主動型均壓方法得以提出和研究。門極電壓鉗位常作為過壓保護措施集成于門極驅(qū)動電路中，門極有源電壓控制結(jié)構(gòu)復雜，門極RCD有源控制的電阻功耗較大。

Kiyoaki Sasagawa等人提出了一種基于門極平衡核的串聯(lián)IGBT均壓方案[9,10]，主要用于解決由于門極驅(qū)動信號差異而引起的電壓不均問題，仿真和實驗結(jié)果表明了該方案的優(yōu)越性。本文在此基礎(chǔ)上，通過建立門極驅(qū)動等效電路，進一步分析了門極平衡核變壓器的參數(shù)選擇原理與方法，針對平衡變壓器漏感引起的門極電壓振蕩，提出一種基于瞬態(tài)電壓抑制器的改進措施，并將門極平衡核方案與RCD緩沖電路結(jié)合起來，優(yōu)勢互補，形成一種均壓效果好、簡單實用的復合均壓方案。

2 門極平衡核的均壓原理與參數(shù)選擇

2.1 門極平衡核的原理結(jié)構(gòu)

由于控制電路信號、驅(qū)動電路延遲和傳輸線路（光纖）延遲上的差異，串聯(lián) IGBT器件的門極驅(qū)動信號往往存在不同程度的不同步現(xiàn)象。如果門極驅(qū)動信號不同步嚴重，則必然導致后開通的器件或先關(guān)斷的器件出現(xiàn)過電壓。采用門極信號耦合可以解決門極信號之間的不同步問題，圖 1為 Kiyoaki Sasagawa等人提出的一種門極信號磁耦合方案，文中稱這種耦合元件為門極平衡核（Gate-Balancing Core，GBC），實為變壓比為1:1的強耦合變壓器。

圖1 門極平衡核均壓電路Fig.1 Voltage-balancing circuit with Gate-balancing core

以圖1所示兩個IGBT串聯(lián)組件為例，把變壓比為 1:1的變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)分別串入到兩個 IGBT的門極線路中，使兩個IGBT的門極信號建立一種磁耦合關(guān)系。如果某個 IGBT的門極驅(qū)動信號發(fā)生了延遲，由于耦合的存在，無需閉環(huán)網(wǎng)絡即可使門極驅(qū)動電流基本保持一致，實現(xiàn)門極同步驅(qū)動的目的。顯然，此方案不會明顯增大驅(qū)動電路損耗，也不影響裝置的開關(guān)頻率。

2.2 門極等效電路與方程

根據(jù)圖1，并設(shè)GBC為一個變壓比為1:1的強耦合變壓器，則可以得到兩個串聯(lián) IGBT的門極驅(qū)動等效電路，如圖2所示。圖2中，兩個IGBT分別用門極輸入電容（C1、C2）表示，Rg1和Rg2分別為兩個 IGBT門極驅(qū)動電阻，Lr1和Lr2分別表示變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)漏感，Lm表示變壓器的勵磁電感，us1和us2分別表示兩個 IGBT的門極驅(qū)動信號源。

圖2 門極驅(qū)動等效電路Fig.2 Equivalent circuit of Gate driving

根據(jù)圖 2，并設(shè)C1=C2=Cies，Rg1=Rg2=Rg，Lr1=Lr2=Lr，可建立IGBT門極驅(qū)動電路方程如下：

2.3 變壓器勵磁電感的設(shè)計

耦合變壓器的主要作用是在兩個 IGBT驅(qū)動信號源不同步期間，使得兩個 IGBT具有基本相同的門極電壓或門極電流，即uC1-uC2=0或ig1-ig2=0。因此，變壓器的勵磁電感應越大越好。

在IGBT開通過程中，假定VT2管的驅(qū)動信號滯后于 VT1管一個時差ΔT，則在ΔT時段內(nèi)，us1輸出正的開通電平UF，而us2仍然輸出負的關(guān)斷電平UR。在ΔT時段內(nèi)，門極電流從零開始逐漸上升并向 IGBT門極電容充電，設(shè)IGBT門極電流呈線性上升，并在ΔT末端分別達到最大值Ig1和Ig2，則門極電流可表示為

將式（2）代入式（1），整理可得：

忽略上式中分母的微小項，近似可得

通常，UF= +15V，UR= -7.5V= -UF/2。如果要求采用門極平衡核后兩個 IGBT的門極電壓差不大于開通電平UF的1%，即uC1-uC2≤0.01UF，則

式（6）是在IGBT開通不同步的情況下得出的，它也適用于IGBT關(guān)斷不同步的情況。實際計算中，ΔT應取開通時差和關(guān)斷時差中的較大值，Cies可查閱所選IGBT手冊。

2.4 變壓器漏感的設(shè)計

實際變壓器總會存在一定的漏感Lr，漏感和IGBT輸入電容Cies形成LC振蕩電路，使IGBT的門極電壓出現(xiàn)振蕩。如果振幅較大，則門極電壓可能超出允許峰值±20V，從而損壞IGBT。

門極驅(qū)動電阻Rg對振蕩具有衰減作用。IGBT門極驅(qū)動電路的品質(zhì)因數(shù)Q為

為了提高變壓器的勵磁電感和減小變壓器的漏感，變壓器采用Ni-Zn鐵氧體環(huán)形鐵心。由于IGBT為電壓型開關(guān)器件，驅(qū)動功率很小，采用直徑約為20～25mm、截面積約為20mm2的環(huán)形鐵氧體鐵心即可滿足要求。設(shè)鐵心相對磁導率為μr，鐵心截面積為Ae，鐵心有效長度為le，則在要求的電感Lm下，一、二次的繞組匝數(shù)可按下式計算[12]

式中，μ0為空氣磁導率。

3 門極電壓振蕩的抑制與保護

由于門極平衡核變壓器的漏感和驅(qū)動電路上的雜散電感的作用，門極電路在開關(guān)過程中會出現(xiàn)振蕩，引起IGBT門極過電壓，如圖3所示。盡管在變壓器設(shè)計時，盡量減小漏感以滿足設(shè)計要求，但是還需要設(shè)置預防性的保護措施。

瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）是一種二極管形式的高效能保護器件。在 IGBT的門極和發(fā)射極之間裝配一個雙向TVS（見圖4），當IGBT門極電壓由于振蕩而升高時，它能以 10-12s級的速度，將其兩極間的高阻抗變?yōu)榈妥杩梗照袷幑β剩箖蓸O間的電壓鉗位于一個預定值，有效地保護IGBT器件。

圖3 采用門極均衡核時的門極電壓波形Fig.3 Voltage waveforms of gate with GBC

由于TVS動作后改變了門極電路拓撲，TVS不僅能夠保護 IGBT門極免受過壓，也能有效減緩門極電壓振蕩的幅度。圖3為加入TVS前后IGBT等效輸入電容兩端的電壓波形，TVS加入前，門極電壓瞬間超過允許峰值；TVS加入后，門極電壓被箝位在設(shè)定值，而且振蕩幅度明顯降低。

4 復合方案及其仿真

由于RCD緩沖電路對IGBT特性參數(shù)差異引起的電壓不均具有良好的均壓效果，但當驅(qū)動信號不同步時均壓效果急劇惡化，而門極平衡核方案很好地解決了驅(qū)動信號不同步引起的電壓不均問題。因此，可以將門極平衡核方案與RCD緩沖電路結(jié)合起來，同時在IGBT門極與發(fā)射極之間接入雙向TVS以抑制平衡變壓器漏感引起的電壓振蕩、保護IGBT門極免受過壓。串聯(lián) IGBT的復合均壓電路如圖 4所示。

圖4 串聯(lián)IGBT的復合均壓方案Fig.4 Hybrid voltage-balancing scheme for series IGBTs

為了分析比較不同均壓措施下的均壓效果，引入IGBT集射極電壓不平衡度αimb指標。αimb定義如下：

式中，Udc為IGBT串聯(lián)組件承受的總直流電壓；N為IGBT串聯(lián)器件個數(shù)；umax表示分壓最大的IGBT器件的集射極電壓；umin表示分壓最小的IGBT器件的集射極電壓。

建立了以斬波電路為應用示例的復合均壓方案的PSPICE仿真模型，電路及參數(shù)如圖5所示。仿真中，驅(qū)動信號幅值為-7.5～+15V，開關(guān)頻率2kHz，下管驅(qū)動信號較上管延遲 500ns，IGBT型號為CM100DY—12H，其輸入電容為5.6nF。

按照式（6）和式（8）可得對平衡變壓器的要求：勵磁電感不小于5.9mH、漏感不大于2μH。仿真中，實取變壓器的電感為5.9mH、漏感為2μH。

圖5 復合均壓方案的仿真電路Fig.5 Simulation for hybrid voltage-balancing scheme

圖6給出了門極信號不同步情況下門極平衡核接入前后的仿真結(jié)果，可以看出，門極均衡核（GBC）顯著改善了由于驅(qū)動信號不同步而引起的電壓不均現(xiàn)象。在GBC加入之前，IGBT集射極電壓不平衡度為65%，加入GBC后，電壓不平衡度接近于0。

圖6 GBC接入前后的串聯(lián)IGBT集射極電壓Fig.6 Collector-emitter voltage waveforms of series IGBTs

5 實驗結(jié)果

建立了與仿真系統(tǒng)基本相同的實驗系統(tǒng)，實驗電路如圖7所示。門極驅(qū)動電阻15Ω，平衡變壓器電感值 5.9mH、漏感 50μH，無源吸收電路電阻為3Ω、電容為 4.7nF，靜態(tài)均壓電阻 100kΩ。驅(qū)動信號電壓幅值-9～+15V，開關(guān)頻率 2kHz，VT2驅(qū)動信號較VT1信號延時1μs，IGBT采用MG75Q2YS50（75A/1200V）。

圖7 復合均壓方案的實驗電路Fig.7 Experimental circuit for hybrid voltage-balancing scheme

圖8給出了在不同的驅(qū)動信號和均壓方案下兩個串聯(lián)IGBT的集射極電壓波形對比，為保障安全，首次試驗直流電壓為600V。

圖8 不同門極驅(qū)動信號和均壓方法下的均壓效果Fig.8 Voltage-balancing effects under different balancing circuits and different gate driving signals

圖 8a為門極驅(qū)動信號同步且不采取任何動態(tài)均壓措施時的實驗結(jié)果，可以看出，在 IGBT關(guān)斷期間電壓分配不均現(xiàn)象嚴重，集射極電壓不平衡度高達50%。由圖8b可以看出，在門極驅(qū)動信號不同步且不采取動態(tài)均壓措施的條件下，IGBT集射極電壓不平衡度進一步上升到 100%。因此，動態(tài)均壓措施是必須的。

圖8c給出了門極驅(qū)動信號同步條件下、僅采取無源RCD緩沖電路時兩個串聯(lián)IGBT的集射極電壓波形，均壓效果良好，不平衡度約為10%。但是，從圖8d的情況看，若僅采用RCD緩沖電路，在門極信號不同步時均壓效果嚴重惡化。

圖8e給出了門極驅(qū)動信號不同步情況下、僅采用門極平衡核均壓方案時的集射極電壓波形，均壓效果良好，在 IGBT關(guān)斷過程中，電壓不平衡度約為35%。圖8f給出了復合均壓方案的均壓效果圖，即使在門極驅(qū)動信號存在較大延遲的惡劣條件下，依然保持了很好的均壓效果，電壓不平衡度小于2%。

在確認均壓效果良好以后，試驗直流電壓提高到1 200V，圖9為復合均壓條件下兩個串聯(lián)IGBT的集射極電壓對比。圖9b為IGBT關(guān)斷過程的細節(jié)波形，圖9c為IGBT開通過程的細節(jié)波形。可以看出，均壓效果良好，電壓不平衡度小于 5%。需要指出，在關(guān)斷的初始過程中，兩個 IGBT的集射極電壓都有一個沖擊上升的過程，兩管電壓之和的最大值達到1 350V，這是由于直流電源的負載變化特性引起的。當電源負載電流突然消失時，電源電壓出現(xiàn)了上沖。由圖9b可以看出，即使在關(guān)斷振蕩過程中，當直流電壓達到1 350V時，兩個串聯(lián)的IGBT的均壓效果依然良好。

圖9 直流電壓1 200V時復合均壓電路的均壓效果Fig.9 Voltage-balancing effects of hybrid voltagebalancing circuit under DC 1 200V voltage

6 結(jié)論

建立了含有門極平衡核的門極驅(qū)動等效電路及其方程，提出了滿足均壓效果條件下平衡變壓器的參數(shù)設(shè)計原則，并采用TVS有效抑制了平衡變壓器漏感引起的門極電壓振蕩和門極過電壓問題。提出了門極平衡核和無源 RCD緩沖電路相結(jié)合的復合均壓方法，利用無源吸收回路抑制 IGBT器件參數(shù)分散性引起的分壓不均，利用門極平衡核抑制驅(qū)動信號不同步引起的分壓不均。仿真和實驗結(jié)果表明，復合均壓方案能夠有效抑制 IGBT串聯(lián)組件內(nèi)器件開關(guān)過程分壓不均現(xiàn)象，具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠等特點。

[1]Chen Jiann Fuh, et al.The techniques of the series and paralleled IGBTs[C]. Proceedings of the 22nd IEEE IECON, 1996.

[2]Ning Dalong, Tong Xiangqian, Shen Ming, et al. The experiments of voltage balancing methods in IGBTs series connection[C]. Asia-Pacific Power and Energy Engineering Conference, 2010: 1-4.

[3]Nakatake H, Iwata A. Series connection of IGBTs used multi-level clamp circuit and turn off timing adjustment circuit[C]. IEEE 34th Annual Power Electronics Specialist Conference, 2003: 1910-1915.

[4]Withanage R, Crookes W, Shammas N. Novel voltage balancing technique for series connection of IGBTs[C].European Conference on Power Electronics and Applications, 2007: 1-10.

[5]Raciti A, Belverde G, Galluzzo A, et al. Control of the switching transients of IGBT series strings by high-performance drive units[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2001 48(3): 482-490.

[6]Krishna D V M M, Agarwal V.Active gate control of series connected IGBTs using positive current feedback technique[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems-II, 2005,52(6): 261-265.

[7]Baek J W, Yoo D W, Kim H G. High voltage switch using series-connected IGBTs with simple auxiliary cuit[J]. IEEE Transactions on Industry Applications,2001,37(6): 1832-1839.

[8]Busatto G, Abbate C, Iannuzzo F, et al. High voltage,high performance switch using series connected IGBTs[C]. Power Electronics Specialists Conference,2008: 1606-1611.

[9]Sasagawa K, Abe Y, Matsuse K. Voltage balancing method for IGBTs connected in series[C]. Conference Record of the Industry Applications, 2002: 2597-2602．

[10]Sasagawa K, Abe Y, Matsuse K. Voltage balancing method for IGBTs connected in series[J].IEEE Transactions on Industry Applications, 2004, 40(4):1025-1030.

[11]邱關(guān)源. 電路[M]. 北京: 高等教育出版社, 1999.

[12]李宏, 王崇武. 現(xiàn)代電力電子技術(shù)基礎(chǔ)[M]. 北京:機械工業(yè)出版社, 2009.