基于雙調制波的單相三電平并網逆變器及電流優化控制

付家才 郭松林 沈顯慶

（黑龍江科技學院電氣與信息工程學院 哈爾濱 150027）

1 引言

目前，在可再生能源發電領域，并網逆變器作為可再生能源發電系統的核心裝置，對其逆變效率、體積和成本等方面均提出了更高要求。和早期基于兩電平逆變技術的并網發電系統相比，三電平逆變技術由于電平變化要明顯小于兩電平情況，在濾波器體積、成本和損耗方面均具有明顯優勢，因此三電平逆變技術在低壓電能變換領域的應用逐漸引起重視，而因其具有等效開關頻率高，電壓變化率、諧波畸變率、器件承受電壓低等優點在低壓并網逆變領域的應用也同樣受到了廣泛關注，成為當前的研究熱點[1-3]。

由于三電平 PWM方法比較復雜，需要在數字信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）芯片的基礎上增加外部數字電路。文獻[4]采用 DSP+CPLD的方案，這種方案中采用的 PWM方法為載波層疊的方法，需要DSP芯片中兩個事件管理器均參與工作，造成 DSP負擔加重。文獻[5]采用DSP+FPGA的方案，可以降低DSP的運算負擔和資源占用，但是FPGA成本高，開發和調試困難。文獻[6]采用了雙調制波的方案，只需使用一個定時器即可實現6路PWM開關信號。但是由于其正負半周均采用相同的調制波形，造成正負半周載波和調制波的比較邏輯需要進行反轉，只采用DSP芯片無法直接實現即保證比較邏輯同時又能使用其自身的死區模塊，仍然需要外部邏輯電路來切換正負半周各個開關管的控制信號。因此需要針對單相三電平PWM 方法及其實現方案進行研究，以進一步提高控制芯片的使用效率。

另外，在單相并網逆變器的電流控制策略中，無差拍電流控制算法以逆變數學模型為基礎，根據當前電網電壓和并網電流值直接獲得下一周期的逆變電壓輸出值，可以很好地實現單相系統并網電流瞬時值的閉環控制[7,8]，但由于數字式實現方案存在逆變器電壓輸出延遲，需要結合電網電壓、電流的預測算法，以提高系統的控制性能[9]，同時電感值的變化也會對控制性能造成影響，當電感值大于實際電感值兩倍時，系統將不穩定[10]。在三相兩電平并網逆變器中，提出了基于瞬時無功功率的在線電感辨識方法[11,12]來解決這一問題。在單相兩電平并網逆變器中，文獻[13]研究了一種基于開關周期平均模型的電感辨識方法。在三電平并網逆變器中，由于逆變器的輸出電壓電平值是變化的，以兩電平逆變器為基礎的電感辨識方法難以直接應用于三電平逆變器，需要開展相應的電感辨識方法的研究。

提出一種基于雙調制波的新型三電平 PWM方法，利用 DSP的一個事件管理器中的定時器和兩個比較器來產生帶有死區的6路PWM信號，進而取消了附加的數字邏輯電路。為提高系統的無差拍電流控制性能，引入了基于電流瞬時采樣的電感辨識方法，最后對所提出的方法進行了實驗驗證。

2 雙調制波三電平SPWM原理分析

單相三電平并網逆變器的結構如圖1所示，包括輸入側的分壓電容，輸出側的濾波電感，左橋臂的二極管鉗位型三電平半橋和右橋臂的兩電平半橋。由其原理可知，通過切換6個開關管的開關狀態，共可產生5種電平，dcU±、dc/2U±和0。

下面分析該拓撲的調制策略。右橋臂的開關管VT5和 VT6采用和電網相同頻率的互補控制信號，左橋臂提出一種基于雙調制波的三電平 SPWM 方法，其原理如圖2所示，用兩個帶有直流偏移的調制波同一個三角載波進行比較，為在負半周獲得三電平輸出，同時保證載波和調制波的比較邏輯保持不變，需要將調制波的波形進行反轉。下面給出整個周期內兩個調制波的表達式。取一個標準正弦調制波，設其瞬時值為unom，則調制波2的正半周期與標準調制波相同。

圖1 單相三電平并網逆變器原理圖Fig.1 Schematic diagram of single phase three-level inverter

調制波1的正半周為

式中，Utr為三角載波的幅值。

調制波2的負半周為

調制波1的負半周為

在改變輸出狀態時，只需改變標準正弦調制波的波形，在此基礎上按照式（1）～式（3）計算兩個調制波即可。

圖2 雙調制波三電平SPWM原理波形Fig.2 Schematic waveform of dual-reference waves SPWM

由圖2可知，與載波層疊方法相比，該方法只需一個三角載波，因此只需DSP的一個事件管理器即可實現，能夠更好地利用DSP的資源，避免了兩個載波的同步問題。同時，該方法可以使用DSP自帶的死區發生器，無需額外增加邏輯電路，降低了實現難度。

3 并網電流優化控制策略

3.1 三電平并網逆變器的數學模型

3.2 無差拍電流控制原理分析

將式（4）離散化，得

式中，e()i k、e( 1)i k+ 分別為第k個和第k+1個采樣點的并網電流值；av()ek為第[k,k+1]個開關周期的電網平均電壓。

由此得

將式（12）和式（11）代入式（9）得逆變電壓的瞬時輸出值

則兩個調制波的瞬時值由式（1）～式（3）得到。

由式（13）可知逆變器的輸出值直接受到濾波電感值的影響，進而影響電流的控制精度。而電感受電流幅值、開關頻率、溫度等多方面的影響而實時變化，如果模型中的電感值保持不變，則造成控制精度下降，而且根據文獻[10]可知，在實際電感值大于模型電感值的2倍時，系統將不穩定。

3.3 電感辨識方法

下面分析電感辨識方法。根據數字信號處理器的工作原理，得到如圖3所示的電網電壓在正半周的三角載波和并網電流波形的對應關系。

圖3 三角載波和電流波形對應關系圖Fig.3 Scheme of carrier and grid-connected current

式中，iem(k-1)、eav(k-1)、ton(k-1)、toff(k-1)分別為第[k-1,k]個開關周期內并網電流的最小值、電網平均電壓Udc/2和零電壓作用時間。

上兩式相加得到電感辨識值

由SPWM方法的原理獲得ton(k-1)

由此得到電感辨識值

4 實現方案及實驗驗證

根據上述理論分析結果，設計了以 DSP芯片TMS320F2812為核心的單相三電平并網逆變器實驗平臺，進行實驗驗證。實驗參數為，直流電源電壓為300V，并網電流幅值給定為10A，載波頻率為10kHz，Le=3mH。電網電壓為110V，電網頻率為50Hz。

包含雙調制波三電平SPWM方法、電感辨識和無差拍電流控制并網系統的實現流程為，首先采集并網電壓電流值，根據前述分析辨識電感，計算逆變電壓的瞬時輸出值，然后判斷電網電壓是否處于正半周，若處于正半周，則獲得調制波 2，更新CMPR2，再根據式（1）計算調制波 1，然后更新CMPR1。若處于負半周，則根據式（2）計算調制波2，更新CMPR2，再根據式（3）計算調制波1，然后更新CMPR1。在過零點位置改變VT5和VT6的狀態。

圖4給出了相應的實驗結果。圖4a給出了逆變器的三電平輸出電壓波形，由圖可知，獲得了三電平輸出電壓波形。圖4b為并網電流和電網電壓的穩態波形，由圖可知，采用電感辨識算法后獲得了較好的控制性能。圖 4c、圖 4d分別為并網電流給定從5A突增到10A以及從10A突減到5A情況下的電網電壓、電流的動態響應波形，由圖可知，系統具有較快的動態響應性能。

圖4 實驗波形Fig.4 Experimental waveforms

5 結論

本文提出只需 DSP中一個事件管理器的雙調制波三電平SPWM方法，有效減少了控制芯片資源的占用，并進一步提出一種基于兩次電流采樣的單相三電平并網逆變器的濾波電感在線辨識方法，用于并網電流的無差拍控制性能優化，有效改善了并網逆變器的控制性能，提高了系統穩定性，具有算法相對簡單、易于實現，控制性能優良等優點。

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