星地鏈路高速數(shù)傳系統(tǒng)的研究

張 展，張曉林，胡建平，張 帥，李 鈾，趙 嶺

（1北京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，北京100083；2中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，成都610036）

1 引言

衛(wèi)星通信系統(tǒng)的任務(wù)主要是對(duì)衛(wèi)星工作狀態(tài)進(jìn)行監(jiān)視，根據(jù)要求進(jìn)行飛行控制，并完成高速信息傳輸。現(xiàn)代衛(wèi)星對(duì)測(cè)控通信系統(tǒng)的覆蓋率、測(cè)量精度、數(shù)據(jù)傳輸速率、可靠性等均提出了更高要求[1]。由于現(xiàn)有通信衛(wèi)星系統(tǒng)容量和傳輸速率不能滿足實(shí)時(shí)高帶寬和傳輸速率的要求，美國(guó)自上世紀(jì)90年代末開(kāi)始了多項(xiàng)轉(zhuǎn)型通信衛(wèi)星計(jì)劃，主要有“寬帶填隙衛(wèi)星”（WGS）計(jì)劃[2～4]、“先進(jìn)極高頻衛(wèi)星”（AEHF）計(jì)劃[5，6]、“移動(dòng)用戶目標(biāo)”系統(tǒng)（MUOS）計(jì)劃、“先進(jìn)極地系統(tǒng)”計(jì)劃和“轉(zhuǎn)型通信衛(wèi)星技術(shù)”（TSAT）計(jì)劃等。

未來(lái)通信衛(wèi)星將逐步發(fā)展為性能全面的大衛(wèi)星，在數(shù)據(jù)采集、導(dǎo)航、通信等方面實(shí)現(xiàn)高性能、高效率，因此對(duì)高速通信系統(tǒng)的要求迫在眉睫。目前傳輸速率在1Gbps以上的高速數(shù)傳系統(tǒng)在美國(guó)等一些國(guó)家中已研制成功，而我國(guó)實(shí)際使用的通信衛(wèi)星有公開(kāi)報(bào)道的高速寬帶通信系統(tǒng)速率和頻譜利用率都還達(dá)不到高速數(shù)傳的要求。

本文在分析衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)的技術(shù)需求、應(yīng)用信道特點(diǎn)以及技術(shù)難點(diǎn)的基礎(chǔ)上，研究了星地通信帶寬受限、功率受限、高動(dòng)態(tài)的高速數(shù)據(jù)通信技術(shù)，針對(duì)實(shí)際需求，設(shè)計(jì)了一種基于群集多載波正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequenay Division Multiplexing，OFDM）技術(shù)的衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)。

2 航天測(cè)控信道特性

航天測(cè)控?cái)?shù)傳系統(tǒng)面臨的對(duì)象都具備大動(dòng)態(tài)特性；同時(shí)，測(cè)控系統(tǒng)還必須對(duì)航天器上升、入軌、變軌及著陸等機(jī)動(dòng)飛行狀態(tài)進(jìn)行精確測(cè)量，這些通過(guò)火箭發(fā)動(dòng)機(jī)點(diǎn)火和關(guān)機(jī)完成的動(dòng)作將使航天器的飛行狀態(tài)在短時(shí)間內(nèi)發(fā)生劇變，速度動(dòng)態(tài)、加速度動(dòng)態(tài)和加加速度動(dòng)態(tài)復(fù)合出現(xiàn)。因此，接收機(jī)必須具備在大動(dòng)態(tài)下的快速捕獲和精確跟蹤能力。

當(dāng)覆蓋半徑較大時(shí)，直射波與反射波的夾角很小，地面反射波也進(jìn)入了天線的主瓣，構(gòu)成主要干擾分量；衛(wèi)星處于低仰角區(qū)域時(shí)，地物地貌以及植被等對(duì)電波反射也造成多徑干擾，這些隨機(jī)的干擾分量與直射分量同時(shí)進(jìn)入地面接收站，信號(hào)衰落具有萊斯信道特征。因此，需要借助信號(hào)處理手段盡量消除此類干擾的影響，并且需要消除電平快速波動(dòng)引起的突發(fā)誤碼和殘留誤碼。同時(shí)，若采用毫米波頻段，空間傳播損耗、雨衰、散射等均會(huì)引起信號(hào)幅度、相位、極化和下行波束入射角的較大變化，從而導(dǎo)致信號(hào)傳輸質(zhì)量的下降。

因此在考慮高速通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，必須同時(shí)兼顧高動(dòng)態(tài)特性和頻譜利用率兩個(gè)方面。

3 衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)

3.1 群集OFDM

OFDM技術(shù)的諸多優(yōu)點(diǎn)使其自身非常適合實(shí)現(xiàn)航天測(cè)控高速數(shù)據(jù)傳輸。近年來(lái)，國(guó)內(nèi)外已提出并研究了基于COFDM、TC-OFDM（Trellis Coded OFDM）等移動(dòng)衛(wèi)星高速信息傳輸系統(tǒng)性能，有良好的對(duì)抗多徑干擾、頻率選擇性衰落等性能。

隨著經(jīng)濟(jì)社會(huì)和技術(shù)的不斷發(fā)展，人們對(duì)數(shù)據(jù)的傳輸速率要求也越來(lái)越高。在未來(lái)的星－星和星－地之間通信中，信息傳輸速率要比目前的高幾個(gè)甚至是幾十個(gè)數(shù)量級(jí)，為此群集（cluster）OFDM技術(shù)就成了首選。借鑒OFDM中解決高峰均比問(wèn)題所利用的群集方法，提出一種新的傳輸技術(shù)概念，理論上可以使數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到Gbps量級(jí)，是一種很有應(yīng)用前景的高速數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)。

采用群集方法，即把子載波分成若干群，每一群的子載波數(shù)目將大大降低，編碼、映射、調(diào)制等處理以群路為單位。群集OFDM相比傳統(tǒng)的OFDM有以下優(yōu)點(diǎn)：

·在帶寬內(nèi)根據(jù)服務(wù)質(zhì)量和信道質(zhì)量自適應(yīng)分配不同的群，以支持不同的數(shù)據(jù)速率；

·群集技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)分集發(fā)射和抗多徑衰落；

· 峰均比可降低10lg（L），其中L為群集的個(gè)數(shù)。

頻分群集[7]OFDM系統(tǒng)中每一群路信號(hào)通過(guò)不同的頻率進(jìn)行區(qū)分，在概念上它類似于FDMA，但FDMA中每一路信號(hào)在頻域上都有一個(gè)保護(hù)帶，即信號(hào)頻譜在頻域上是不連續(xù)的，而群集OFDM在頻域上是完全連續(xù)的，這樣就提高了頻譜利用率。寬帶群集OFDM信號(hào)在頻域劃內(nèi)分為許多連續(xù)的群，其中每一群都是一路OFDM信號(hào)。圖1顯示的是頻分群集OFDM系統(tǒng)的方框圖。首先將輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，發(fā)射通道分為L(zhǎng)路平行的群。每個(gè)群路由單獨(dú)的天線發(fā)射N/L個(gè)鄰近的子信道（子載波），這里，N是傳輸子信道的總數(shù)。N個(gè)子信道中的每個(gè)信號(hào)都是窄帶信號(hào)，OFDM系統(tǒng)應(yīng)該選擇適當(dāng)?shù)腘值以至每個(gè)子信道特性是平坦的。采用群集的方法，每一群的子載波數(shù)目將大大降低，編碼、映射、調(diào)制等處理以群路為單位。

圖1 群集OFDM系統(tǒng)框圖

3.2 基帶編碼調(diào)制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)主要采用多載波的傳輸方案，同時(shí)通過(guò)改變系統(tǒng)參數(shù)也可實(shí)現(xiàn)單載波傳輸。群集OFDM突破了硬件工作頻率的限制，頻譜利用率、抗多徑以及單頻抗干擾性能較單載波好，但峰均比較單載波略高。本方案在不同環(huán)境要求以及不同速率需求下選擇不同的調(diào)制模式。系統(tǒng)通過(guò)幀體數(shù)據(jù)處理模塊參數(shù)的設(shè)置實(shí)現(xiàn)單載波和OFDM的切換，減少了復(fù)雜度，節(jié)省硬件資源。

發(fā)射端基帶編碼調(diào)制由隨機(jī)化、前向糾錯(cuò)（BCH+LDPC）、星座交織與映射、系統(tǒng)信息、幀體數(shù)據(jù)處理、基帶后處理等模塊組成。圖2所示為單群?jiǎn)温肪幋a調(diào)制系統(tǒng)組成框圖。

圖2 單群?jiǎn)温肪幋a調(diào)制系統(tǒng)框圖

為了保證傳輸數(shù)據(jù)的隨機(jī)性以便于傳輸信號(hào)處理，輸入的數(shù)據(jù)碼流需要用擾碼進(jìn)行加擾。擾碼是一個(gè)最大長(zhǎng)度的二進(jìn)制偽隨機(jī)序列。該最大長(zhǎng)度二進(jìn)制偽隨機(jī)序列由線性反饋移位寄存器生成。

前向糾錯(cuò)編碼由外碼（BCH碼）和內(nèi)碼（LDPC）級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)。編碼碼率為可根據(jù)需要選擇。

前向糾錯(cuò)編碼后的比特流要轉(zhuǎn)換成均勻的nQAM（n：星座點(diǎn)數(shù)）符號(hào)流（最先進(jìn)入的第一個(gè)比特是符號(hào)碼字LSB）。在多載波模式下本系統(tǒng)包含以下幾種符號(hào)映射關(guān)系：64QAM、16QAM、QPSK；在單載波模式下系統(tǒng)包括QPSK和16QAM兩種星座映射方式。各種符號(hào)映射加入相應(yīng)的功率歸一化因子，使各種符號(hào)映射的平均功率趨同。

時(shí)域符號(hào)交織編碼是在多個(gè)信號(hào)幀的基本數(shù)據(jù)塊之間進(jìn)行的。數(shù)據(jù)信號(hào)（即數(shù)據(jù)碼的星座符號(hào)）的基本數(shù)據(jù)塊間交織采用基于星座符號(hào)的卷積交織編碼。

數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的基本單元為信號(hào)幀，信號(hào)幀由幀頭和幀體兩部分組成。幀頭采用循環(huán)擴(kuò)展的8階m序列構(gòu)成的PN序列。使用PN作為幀頭可以實(shí)現(xiàn)快速的載波捕獲、信道估計(jì)和均衡，同時(shí)不占用幀體開(kāi)銷，提高了頻譜利用率。

系統(tǒng)信息為每個(gè)信號(hào)幀提供必要的解調(diào)和解碼信息，包括符號(hào)映射方式、LDPC編碼的碼率、交織模式信息、幀體信息模式等。

映射后的數(shù)據(jù)符號(hào)復(fù)接系統(tǒng)信息后，并經(jīng)幀體數(shù)據(jù)處理后形成幀體，用C個(gè)子載波調(diào)制。C有兩種模式：C=1或C=N。當(dāng)C=1時(shí)，為單載波傳播方式，當(dāng)C=N時(shí)，為多載波傳播方式，采用FFT來(lái)實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制，N可根據(jù)傳輸系統(tǒng)需要選擇。

基帶后處理（成形濾波）采用平方根升余弦（Square Root Raised Cosine，SRRC）濾波器進(jìn)行基帶脈沖成形。

3.3 接收機(jī)設(shè)計(jì)

基帶高速接收機(jī)組成模塊包括：自動(dòng)增益控制、DDC、采樣率調(diào)整、定時(shí)恢復(fù)、成形濾波、載波恢復(fù)、幀同步、時(shí)域均衡、信道估計(jì)、OFDM符號(hào)重構(gòu)、FFT、頻域均衡、時(shí)域解交織、LDPC解碼、速率匹配、外碼BCH解碼以及解擾碼等模塊。接收機(jī)系統(tǒng)框圖如圖3所示。

圖3 接收機(jī)系統(tǒng)框圖

基帶高速接收機(jī)將空間的信號(hào)經(jīng)過(guò)同步、信道估計(jì)、均衡以及解碼過(guò)程解調(diào)出發(fā)送端的數(shù)據(jù)。具體過(guò)程為經(jīng)AD變換的輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)自動(dòng)增益控制環(huán)路得到電平穩(wěn)定的基帶數(shù)據(jù)，然后經(jīng)載波同步環(huán)路下變頻到準(zhǔn)確頻點(diǎn)的基帶數(shù)據(jù)，同時(shí)完成幀同步與定時(shí)同步，至此完成同步過(guò)程，隨后進(jìn)行信道估計(jì)和均衡，得到幀體數(shù)據(jù)，最后完成一系列解碼得到最終數(shù)據(jù)。

3.4 關(guān)鍵技術(shù)

3.4.1 高動(dòng)態(tài)下載波同步

根據(jù)航天信道模型，分析接收機(jī)系統(tǒng)載波環(huán)路的特性。當(dāng)收發(fā)終端有相對(duì)運(yùn)動(dòng)時(shí)，收到的信號(hào)將發(fā)生頻率的變化，稱之為多普勒效應(yīng)。如果速度不大，這一影響可以忽略，但是對(duì)于衛(wèi)星一類的高速移動(dòng)物，就必須考慮它的影響。

系統(tǒng)存在大范圍的多普勒頻偏，所以將系統(tǒng)載波環(huán)路設(shè)置為粗同步和精同步兩個(gè)過(guò)程。其中粗同步將頻偏范圍縮小到精同步估計(jì)范圍內(nèi)，從而確保精同步的順利完成。

粗同步：為了滿足系統(tǒng)載波捕獲要求，添加了掃頻控制模塊，模塊先按照預(yù)先設(shè)定的掃描進(jìn)行步長(zhǎng)掃頻。利用幾次掃頻后幀同步的相關(guān)峰大小確定多普勒頻偏存在的頻段，然后在整個(gè)掃頻范圍內(nèi)進(jìn)行載波估計(jì)和跟蹤，最終達(dá)到消除頻偏的目的。

細(xì)同步：載波細(xì)同步恢復(fù)模塊的框圖如圖4所示。

圖4 載波細(xì)同步模塊

分別計(jì)算本地PN序列c[k]與接收PN序列r[k]前M符號(hào)和后M符號(hào)的相關(guān)結(jié)果，之后將后M個(gè)符號(hào)的相關(guān)結(jié)果取共軛，并與前M個(gè)符號(hào)相關(guān)結(jié)果進(jìn)行相乘，可得同步信號(hào)為：

其中，r[k]為接收PN序列，c[k]為本地PN序列，為兩序列相關(guān)結(jié)果，L為兩個(gè)子序列之間的符號(hào)間隔。

當(dāng)收發(fā)序列同步之后，即a=0時(shí)，頻偏由同步信號(hào)的輻角給出：

因此可得歸一化頻偏估計(jì)值為：

歸一化頻偏估計(jì)方差為[10]：

該方法跟蹤速度快、抗噪聲性能強(qiáng)、適合硬件實(shí)現(xiàn)，并已在地面接收機(jī)硬件系統(tǒng)中得到了應(yīng)用。

3.4.2 功放預(yù)失真校正

本方案主要利用的是群集OFDM信道利用率高的優(yōu)點(diǎn)，傳輸具有很高的數(shù)據(jù)碼率的信號(hào)。但同時(shí)要克服群集OFDM系統(tǒng)高峰均比（PAPR）帶來(lái)的非線性問(wèn)題，即對(duì)功率放大器的非線性進(jìn)行校正。方案中將采用基帶預(yù)失真線性化技術(shù)對(duì)功放非線性進(jìn)行校正。

預(yù)失真原理圖如圖5所示。PD為預(yù)失真器（Pre-Distorter），PA 為功率放大器（Power Amplifier），x為輸入信號(hào)，d為預(yù)失真后信號(hào)，y為輸出信號(hào)。假設(shè)PD的傳輸函數(shù)為f（），PA的傳遞函數(shù)為g（），則圖5中，

圖5 預(yù)失真原理圖

如果可以把PD的傳遞函數(shù)f（）設(shè)計(jì)成PA傳遞函數(shù)g（）的逆函數(shù)（或相差一個(gè)常數(shù)倍數(shù)），則兩個(gè)傳遞函數(shù)的作用相互抵消，可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的線性放大。圖5下面的幅度特性曲線描述了，PD對(duì)PA非線性的補(bǔ)償作用。

本系統(tǒng)所采用的基帶自適應(yīng)預(yù)失真結(jié)構(gòu)如圖6所示。整個(gè)系統(tǒng)構(gòu)成一個(gè)反饋環(huán)路，由自適應(yīng)算法來(lái)控制非線性校正的過(guò)程。由于采用了自適應(yīng)的方式，在工作過(guò)程中系統(tǒng)某些參數(shù)的變化會(huì)被捕捉到并自動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償，無(wú)需人為干涉[9]。

其中，x（n）為輸入的數(shù)字基帶信號(hào)，x′（n）為延時(shí)后的輸入信號(hào)，d（n）為預(yù)失真后的信號(hào)，y（n）為發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)下變頻、A/D 后的數(shù)字信號(hào)，e（n）為y（n）與x′（n）的差值。這里定義一個(gè)目標(biāo)函數(shù)

它可以是均方差、最小二乘或是瞬時(shí)平方值。自適應(yīng)算法通過(guò)不斷調(diào)整PD中的參數(shù)來(lái)達(dá)到目標(biāo)函數(shù)，從而使輸出信號(hào)與輸入信號(hào)逐漸接近線性關(guān)系，也就完成了非線性校正的工作。

本系統(tǒng)的具體工作流程如圖6：

圖6 自適應(yīng)校正工作流程圖

（1）基帶信號(hào)x（n）分為相同的兩路，一路進(jìn)入PD生成預(yù)失真信號(hào)d（n），PD中的參數(shù)在上電時(shí)取事先制定的默認(rèn)值；

（2）x（n）的另一路通過(guò)延時(shí)單元得到x′（n），參與生成誤差信號(hào)；

（3）預(yù)失真后的信號(hào)d（n）經(jīng)過(guò)D/A、上變頻后，送入PA，然后用一個(gè)功率耦合器將部分輸出信號(hào)耦合到反饋支路，耦合信號(hào)經(jīng)過(guò)一個(gè)可控衰減器，將其功率控制在特定數(shù)值上以和基帶信號(hào)的功率相匹配，衰減后的信號(hào)經(jīng)過(guò)下變頻、A/D，生成信號(hào)y（n）；

（4）用y（n）與x′（n）計(jì)算目標(biāo)函數(shù)；

（5）如果不滿足收斂條件，則算法自動(dòng)調(diào)整PD參數(shù)，直到收斂為止。

圖7 自適應(yīng)預(yù)失真系統(tǒng)框圖

上圖中算法不斷調(diào)整PD參數(shù)的過(guò)程，就是對(duì)PA非線性自適應(yīng)校正的過(guò)程。

4 系統(tǒng)性能分析

為了驗(yàn)證本文所提出的衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)的性能，本節(jié)對(duì)該系統(tǒng)在高動(dòng)態(tài)工作環(huán)境下不同工作模式的工作特性進(jìn)行了仿真，并對(duì)結(jié)果進(jìn)行分析。系統(tǒng)采用非編碼QPSK工作模式。

圖8所示為QPSK的誤碼率特性曲線。圖中分別給出了理想QPSK、理想PN-OFDM系統(tǒng)以及群集OFDM系統(tǒng)的BER性能曲線。由圖8可以看出，群集OFDM曲線相對(duì)于QPSK理想曲線向右移動(dòng)。且當(dāng)PN的長(zhǎng)度越長(zhǎng)，引入的損失越大，所以在保證PN長(zhǎng)度大于時(shí)延擴(kuò)展和完成同步的條件下，盡量減小PN長(zhǎng)度。從圖上可以看出，實(shí)際系統(tǒng)曲線與群集OFDM系統(tǒng)曲線相差只有0.4dB左右，這是由于系統(tǒng)中仍然存在一定的誤差（載波、采樣誤差等）引起的，且這種衰減在系統(tǒng)可接受范圍內(nèi)。

圖8 QPSK模式誤碼率性能

圖9 多載波模式不同多普勒頻移下的系統(tǒng)性能

圖10 單載波不同多普勒頻移下的系統(tǒng)性能

圖9、圖10分別給出了系統(tǒng)中群集OFDM模式和單載波模式下在不同多普勒頻移下的性能特性。圖中分別給出了理想QPSK、多普勒頻移為0Hz至900kHz情況下的誤碼率曲線。從圖中可以看出，系統(tǒng)的性能與多普勒頻移沒(méi)有明顯的關(guān)系，只是隨著SNR的變化而變化。充分說(shuō)明了頻偏跟蹤環(huán)路在所需范圍內(nèi)能準(zhǔn)確跟蹤多普勒頻偏，將剩余頻偏控制在很小的范圍內(nèi)。在動(dòng)態(tài)情況下系統(tǒng)性能與理想QPSK只存在1dB的損失。

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種主要基于群集OFDM技術(shù)的衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)。分析了衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)的傳輸特點(diǎn)和技術(shù)需求，設(shè)計(jì)了收發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)、提出大頻偏載波捕獲的方法及功放預(yù)失真處理方案。對(duì)該系統(tǒng)在高動(dòng)態(tài)大多普勒頻偏的應(yīng)用環(huán)境下進(jìn)行了系統(tǒng)仿真，證明該方案能夠有效對(duì)抗高動(dòng)態(tài)的傳輸環(huán)境，滿足衛(wèi)星高速數(shù)傳系統(tǒng)的設(shè)計(jì)需求。 ◇

［1］于志堅(jiān).載人航天測(cè)控通信系統(tǒng).宇航學(xué)報(bào)，2004，25（3），247-250.

［2］Kumar R，Taggart D，Monzingo R，et al.Wideband Gapfiller Satellite （WGS）System［J］.Aerospace Conference，2005:1410-1417.

［3］Cobb R，Corp H.WGS Simulation Results Briefing［J］.2001，9.

［4］唐弢，郭慶.寬帶填隙衛(wèi)星系統(tǒng)星上處理多址技術(shù)分析，信息安全與通信保密，2008（8）.

［5］王琦，王毅凡.Ka波段通信衛(wèi)星發(fā)展現(xiàn)狀，.衛(wèi)星與網(wǎng)絡(luò)，2010（8）.

［6］趙輝，嚴(yán)曉芳，曹晨.美國(guó)天基信息與網(wǎng)絡(luò)中心站.航天制造技術(shù)，2010（3）.

［7］Li Y.G Sellenberger N.R“Clustered OFDM with channel estimation for high rate wireless data” IEEE Trans.Communications，2001，vol49，Issue 12.，pp.2071-2076.

［8］張曉林.數(shù)字電視設(shè)計(jì)原理.高等教育出版社，2009（9）.

［9］ Jardin P.，Baudoin G..Filter Lookup Table Method for Power Amplifier Linearization ［J］.Vehicular Technology，2007，Volume 56，Issue 3:1076– 1087.

［10］Tufvesson F，F(xiàn)aulkner M，Edfors and O.Time.frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles[C].Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference,Amsterdam,Netherlands,1999.19（22）:2 203-2 207.