ZVS半橋DC-DC變換器的研制

楊文鐵 楊勇 耿攀 徐正喜

（武漢第二船舶設計研究所，武漢 430064）

1 引言

為了減小變換器的體積和重量，必須實現高頻化，要提高開關頻率，同時提高變換器的效率和功率密度，就必須有效抑制開關損耗，采用軟開關技術。移相全橋 DC-DC變換器可實現所有開關管的ZVS[1,2]，但全橋拓撲結構開關數量多，控制及驅動復雜。半橋變換器結構簡單，目前常見有的對稱半橋和不對稱半橋兩種控制方式，分別存在開關器件無法實現軟開關和上下橋臂脈寬不等的缺陷[3,4]。本文采用一種移相 PWM 控制的半橋 DC-DC變換器，可實現一個開關管的ZVS，同時實現另一個開關管軟開關，控制簡單，結構更優化[5]。本文將首先分析ZVS半橋DC-DC變換器工作原理，介紹半橋變換器ZVS的實現策略，然后在此基礎上給出了變換器的數字雙環控制方法，最后通過仿真和實驗驗證了變換器的性能。

2 工作原理分析

半橋DC-DC變換器的主電路結構如圖1所示，通過諧振電感與電容的串聯諧振，可實現下管ZVS開關，上管軟開關。

圖1 半橋DC-DC變換器主電路

半橋結構中由于兩個電容中點電位 A的浮動，會使VC1TS1ON=VC2TS2ON，因而電路有自動平衡變壓器電壓伏秒值的作用，故無需隔直電容。

半橋變換器在一個周期中的工作模式如圖 2所示。

模式 1（t1＜t＜t2）：在t1時刻之前，S1處于導通狀態，負載能量由電容 C01經變壓器變換后供給，次級DR1導通。S1在t=t1時刻關斷，原邊電流ip從 S1中轉移到 C1和 C2支路中，給 C1充電，同時 C2被放電。由于 C1和 C2的存在，S1是軟關斷。此階段，由于iLf繼續按原方向流動，故副邊繞組 W21和原邊繞組 W1中的電流也按原方向流動。變壓器原邊電流由副邊電流支配，因此，在負載電流足夠的情況下，C2兩端的電壓可降到零，從而為S2的ZVS開通創造了條件。通過加大諧振電感、電容值也可在小負載條件下實現ZVS。

圖2 變換器工作波形

模式 2（t2＜t＜t3）：當 C2兩端的電壓在t=t2降到零時，與 S2并聯的體二極管 D2自然導通，即為S2的ZVS開通創造了條件。在這個階段，由于二極管D2續流導通，因此vAB極性反轉，使DR2導通。由于兩個整流管同時導通，將變壓器副邊電壓箝位在零位，那么原邊電壓也為零，因此vAB=0。

模式 3（t3＜t＜t4）：在t=t3時刻，S2為 ZVS開通，vAB反向，變壓器繞組電勢“非*”端為正，ip從零反向增加到-iLf W2/W1。iDR1從1/2iLf降到零，iDR2從零增加到 1/2iLf。此時，副邊整流管 DR2導通，DR1關斷。負載能量由電容 C02經變壓器變換后供給。

模式 4（t4＜t＜t5）：S2在t=t4時刻關斷，變壓器原邊的工作模式正好和模式1中相反，此時，C2充電，C1放電，S1為軟關斷。

模式 5（t5＜t＜t6）：此階段電路的工作模式與模式2正好相反，變壓器原邊電壓被箝位在零，原邊電流從反向最大減小到零。

模式 6（t6＜t＜t7）：當變壓器原邊電流減小到零時，此時S1未開通，即原邊兩個開關管均處于關斷狀態，又副邊兩個整流管均處于導通狀態，平分負載電流。此時，變壓器原邊的均壓電容、諧振電感、諧振電容及變壓器漏感會形成振蕩回路，而且體二極管也可能會參與振蕩，這樣會加劇振蕩，同時體二極管還會產生反向恢復損耗。當S1、S2兩端的電壓相等時，變壓器原邊的振蕩結束。副邊 DR1、DR2保持導通狀態。在t=t7時刻，S1導通，不同負載條件下，S1可在不同的VC2電壓下開通，開始下一個周期。

3 PWM控制策略

半橋變換器采用帶負載電流前饋的電感電流內環電壓外環的雙環控制策略。

圖3 雙環控制原理圖

圖3示出了變換器雙環控制的基本原理，內環控制輸出濾波電感電流，外環控制輸出電壓，且均采用PI控制，提高了系統響應速度。電路工作過程是：輸出電壓Uout經采樣系數 H后變為Uo作為電壓誤差放大器的反相輸入端信號與給定電壓Uref進行比較，輸出的誤差電壓信號Ue接至電流誤差放大器的同相端，作為輸出電感電流反饋的控制信號Ue。將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流反饋信號Ui接至電流誤差信號放大器的反相端，跟蹤電流控制信號Ue。Ui與Ue的差值經過電流誤差放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uc。再由Uc及-Uc分別與三角鋸齒波信號通過比較器比較得到 PWM 波控制信號。PWM調制波如圖 4所示，由于鋸齒波的下降時間很短，S1驅動脈沖的下降沿與S2驅動脈沖的上升沿間隔時間極短，此時只要保證死區時間大于圖2中t2-t1的時間，即可實現S2零電壓開通。同時，當誤差信號Uc變化時，S1驅動脈沖的上升沿向左或右移動，相應的S2驅動脈沖的下降沿向右或左移動，則調制信號脈寬大小變化，從而控制輸出電壓的大小，而且S1、S2驅動脈寬相等，即兩開關管所承受的應力相同，所以在這種開關方式控制下，半橋變換器適合寬范圍的輸入電壓。同時，由于有了電流環，可實現多臺變換器的并聯運行，易于實現模塊化。

圖4 PWM調制波

4 仿真與實驗結果

為了驗證以上分析及PWM控制策略設計的正確性，進行了相關的仿真與試驗。S1開關過程的仿真與試驗波形分別如圖5、圖6所示，由圖可以看到，S1為軟開關。S2開關過程的仿真與試驗波形分別如圖7、圖8所示。由圖可以看到，S2實現了ZVS開通。仿真和實驗結果與理論分析一致，故這種開關方式的半橋變換器開關損耗小，利用實現高頻化控制。

圖5 S1開關過程仿真波形

圖6 S1開通實驗波形

5 結論

本文對一種采用移相 PWM 控制的半橋DC-DC變換器進行了研究，并給出變換器的PWM 控制策略。該半橋變換器可實現開關器件的ZVS，利于高頻化，進一步提高變換器的功率密度和效率。變換器采用雙環控制，利于實現模塊的并聯運行。整個裝置控制簡單，實用性強。

圖7 S2開關過程仿真波形

圖8 S2開通實驗波形

[1]阮新波, 嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術. 北京:科學出版社, 2000

[2]G.. Hua, F. C. Lee, M. M. Jovanovie. An improved full-bridge zero-voltage-switched PWM converter using a saturable inductor. IEEE Trans. Power Electron, vol. 8, No. 4, 1993: 530～534.

[3]Chen Weiyun, Xu Peng, Lee F C. The Optimization of Asymmetric Half-bridge Converter[A]. Sixteeth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. APEC/CI. 2001,2: 703-707.

[4]J. Sebastian, J. A. Cobos, O. Garcia, and J. Uceda, An overall study of the half-bridge complementarycontrol DC-to-DC converter, IEEE PESC 1995:1229-1235.

[5]Hong Mao, Jaber Abu-Qahouq , Member, Shiguo Luo,and Issa Bataresh, Senior Member, IEEE Zero-Voltage-Switching Half-Bridge DC-DC Converter With Modified PWM Control Method. IEEE Trans.Power Electron, vol. 19, No. 4, 2004: 947～957.