有源箝位雙向反激直流變換器研究

范麗芳，陳道煉

（福州大學電力電子與電力傳動研究所，福建 福州350108）

0 引 言

雙向直流變換器具有廣闊的應用前景。例如用于衛星上給蓄電池充放電的太陽能電池系統；在電動汽車領域，將雙向直流變換器用于能源和動力的轉換部分；雙向直流變換器還在備份電源中發揮重要作用；以及在風力發電系統、不停電電源系統中也有相應的應用。因此，雙向直流變換器具有重要的研究價值。

反激直流變換器因其簡單的拓撲結構而廣泛應用于中小功率場合，具有輸入輸出隔離、升降壓功能和過載能力強等優點。由于這種變換器中的高頻儲能式變壓器磁芯通常需要加氣隙，因此漏感、功率開關關斷時引起的電壓尖峰和關斷損耗均較大［1］。采用RCD或RC緩沖電路可抑制功率開關關斷時漏感引起的電壓尖峰，但緩沖電路損耗大。

本文提出并分析研究了有源箝位雙向反激變換器電路拓撲，可有效解決其功率開關關斷時漏感引起的電壓尖峰，達到降低功率開關電壓應力和提高變換效率的目的。

1 電路拓撲

有源箝位雙向反激直流變換器電路拓撲如圖1所示。該拓撲是在雙向反激變換器的基礎上，通過在高頻變壓器原副邊繞組上添加有源箝位電路得到。每個有源箝位電路均由箝位電容（Cc1、Cc2）和箝位開關（Sc1、Sc2）串聯構成；高頻變壓器用磁化電感 （Lm1、Lm2）、諧振電感（Lr1、Lr2）和變比為 N1：N2的理想變壓器T來表示，其中諧振電感包括變壓器漏感和外加串聯小電感。Cr1、Cr2表示原副邊開關管和相應有源箝位開關管上的結電容。該變換器不改變輸出電壓極性而實現功率雙向流動。

圖1 有源箝位雙向反激直流變換器電路拓撲

有源箝位雙向反激直流變換器正向傳遞功率、反向傳遞功率如圖2所示。

圖2 變換器能量傳遞方向

2 穩態原理特性

2.1 原邊電感電流的三種情形

在原副邊兩個開關管交替互補導通的情況下只存在電流連續模式（CCM），因此原邊電感電流存在三種情況：電流初值與終值均大于零；電流初值與終值均小于零；電流初值小于零，終值大于零。如圖3所示。

圖3 互補導通方式下變換器原邊電感電流原理波形

當iL1初值大于零時，變換器正向傳遞能量，在每個開關周期內，S1導通S2截止期間變壓器儲能；當S1截止S2導通后，變壓器儲能通過S2或S2的體二極管向負載供電和濾波電容充電。若開關管S2的導通壓降小于體二極管的正向壓降，則電流流過開關管S2，此時也稱為同步整流，開關管的導通損耗降低。若原副邊開關管驅動信號存在死區，S2可先讓體二極管導通，再開通開關管，從而實現零電壓開通（ZVS）。理想情形下Ui和Uo關系為：

當iL1初值與終值均小于零時，變換器反向傳遞能量，在每個開關周期內，S2導通S1截止期間變壓器儲能，而當S2截止S1導通期間，變壓器儲能向輸入端回饋，理想情形Ui與Uo關系式為：

式中，D＇為S2的占空比，D 為S1的占空比，D＋D＇＝1。則可將式（2）化為，與式（1）相同。

當iL1初值小于零、終值大于零時，意味著在S1導通S2截止期間變壓器先向輸入端釋放能量而后繼續正向儲能，iL1反向減小到0后正向增大。因此，變換器不存在電流斷續模式而是電流交替流動模式，理想情形下Ui和Uo關系仍與式（1）相同。

變換器傳遞能量的方向，可用平均功率來判斷。設原邊電感電流初值為IL1min，終值為IL1max，理想情形下輸入輸出功率Pi與Po可表示為：

由式（3）可知，若｜IL1max｜＞｜IL1min｜，則變換器平均功率正向傳遞；若｜IL1max｜＜｜IL1min｜，則變換器平均功率反向傳遞；若｜IL1max｜＝｜IL1min｜，則變換器平均傳遞功率為0。

2.2 外特性曲線

互補導通方式下雙向反激直流變換器的標幺外特性，如圖4所示。其中，曲線A右邊為iL1初值大于零時外特性曲線；曲線B左邊為iL1終值小于零時外特性曲線；曲線A與曲線B之間為iL1初值小于零、終值大于零時外特性曲線。實線為理想情形時曲線，虛線則為實際情形時曲線。可見雙向反激直流變換器的特性曲線關于縱坐標（N1Uo／N2Ui）對稱，可以平滑地實現能量的雙向流動。

圖4 互補導通方式下雙向反激直流變換器標幺外特性

2.3 高頻開關過程分析

以正向傳遞功率為例，有源箝位反激變換器的高頻開關過程原理波形，如圖5所示。假設：Lr1、Lr2遠小于變壓器激磁電感 Lm（Lr1約為5%～10%的Lm1）［2］；箝位電容和諧振電感的諧振周期要遠大于開關周期，滿足關系式；變換器工作在CCM模式；儲存在諧振電感內的能量遠比諧振電容內的能量大，目的是為了主開關管能實現ZVS［3］；變換器進入穩態，iLm1恒為正。Uc1為穩態時原邊箝位電容上電壓，Uc2為穩態時副邊箝位電容上電壓，分析電路后可知Uc1≈ （N1／N2）Uo，Uc2≈ （N2／N1）Ui。

圖5 有源箝位反激變換器的高頻開關過程原理波形

在此分九個區間來詳細分析高頻開關過程的原理波形。

t0～t1：S1導通，Sc1和S2都關斷，S2體二極管和Sc1體二極管因電壓反偏而截止。Lm1和Lr1線性充電。

t1～t2：t1時刻，關斷S1，磁化電感電流（即諧振電感電流）以諧振的方式對Cr1充電，充電時間短暫，uds1線性上升。變壓器原邊電壓uN1逐漸下降到－Uo（N1／N2），下降斜率為而變壓器副邊電壓隨之由－Ui（N2／N1）增大為Uo。

t2～t3：在t2時刻Cr1上電壓充至udS1＝Ui＋Uc1，達到Sc1體二極管導通條件，Sc1體二極管導通。因為Cc1遠大于Cr1，幾乎所有的激磁電流都通過二極管流入Cc1。箝位電容將漏感和變壓器激磁電感上的電壓箝位在Uc1值。

t3～t4：t3時刻變壓器原邊電壓降到足夠低，使S2上的體二極管正向導通，這時開通S2，則實現S2零電壓開通。uN1被輸出電壓箝位在 （N1／N2）Uo。隨著iLr1逐漸下降，t3時刻iLr1下降到小于iLm1，副邊電流iS2開始上升，變換器開始向負載傳輸能量。

t4～t5：Lr1和Cc1發生諧振，諧振電流流出箝位電容。在iCc1開始反向之前開通Sc1，使其零電壓開通。

t5～t6：t5時刻關斷Sc1，將 Cc1從電路中切除。Lr1和Cr1開始諧振。當Cr1放電過程，uN1仍然被箝位在（N1／N2）Uo。

t6～t7：存儲在Lr1的能量比Cr1上的能量大，在t6時刻Cr1將能量完全釋放，S1體二極管開始導通。Lr1上電壓被箝位在Ui＋（N1／N2）Uo。這時副邊電流iS2的下降速率為：

t6時刻零電壓關斷S2（此時udS2＝0），副邊磁化電感電流iLm2以諧振方式為Cr2充電，但充電時間非常短，使得uds2近似線性上升。uN2開始線性下降。

t7～t8：在t7時刻零電壓開通S1，iLr1逐漸上升，iS2逐漸下降；在t8時刻iLr1已上升到iLm1，iS2＝0，S2體二極管反偏。而uds2在t7時刻等于Uo＋Uc2，Sc2體二極管達到導通條件而導通。因為箝位電容Cc2遠大于Cr2，幾乎所有的電流都通過Sc2體二極管流入Cc2。Cc2將uN2箝位在Uc2值。

t8～t9：t8時刻iLm1＝iLr1，iS2減小到零，S2體二極管反偏，能量傳遞過程結束，隨后Lm和Lr再次線性充電。uN2已經下降到使SC2體二極管導通，Lr2和Cc2開始諧振，在iCc2開始反向前開通Sc2，使其零電壓開通，直到諧振電流流出箝位電容Cc2。t9時刻ZVS關斷Sc2，Lr2和Cr2開始諧振。之后開始重復上一個開關周期的工作。

總之，有源箝位雙向反激直流變換器拓撲結構為對稱形式，不論能量是正向傳遞還是反向傳遞，原副邊的有源箝位電路都能起到很好的箝位效果，降低損耗。為了更清楚地展示電壓電流的變化過程，在圖5中將t1～t4和t5～t8的時刻放大了，實際上這兩段時刻都非常短暫。

3 關鍵電路參數設計

3.1 占空比

由式（1）可知，雙向反激直流變換器的電壓傳輸比為：

占空比較大時能得到較小的匝比，使得開關管上電壓、電流應力相應降低，但會使輸出電壓達到穩態值的時間變長。因此為了適應多種負載情況，不能將占空比設計得太大，根據經驗一般設計為D＝0.4。

3.2 高頻儲能式變壓器

要使雙向反激直流變換器工作在CCM模式下，變壓器原邊電感應該滿足：

式中，Pomin為原邊電感電流初值恰好為零時對應輸出功率。副邊電感滿足：

3.3 輸出濾波電容

在輸出電壓峰值的開關周期內，原邊開關管導通的DTs期間，濾波電容給負載供電，有：

取輸出電壓紋波小于輸出電壓峰值的ku%，則根據上式，濾波電容Cf滿足：

3.4 有源箝位電容Cc

有源箝位電容是用于實現軟開關，并且通過諧振吸收漏感上能量。因此可得：

由于原副邊拓撲對稱，因此原副邊的箝位電容均可按此公式計算。

4 Saber仿真分析

仿真實例：輸入電壓Ui＝40～60 VDC，輸出電壓Uo＝380 VDC，輸出功率Po＝500 W，開關工作頻率fs＝50 k Hz，變壓器匝比N1／N2＝1：12，原邊電感L1＝8μH，副邊電感L2＝1 152μH；箝位電容Cc1＝19μF，Cc2＝0.1μF，諧振電感 Lr1＝0.8μH，Lr2＝115.2μH。

有源箝位雙向反激直流變換器在額定輸入電壓48 VDC和額定負載時的穩態仿真波形，如圖6所示。

圖6 額定輸入電壓、額定負載時的穩態仿真波形

圖6 所示仿真結果表明：（1）原副邊的有源箝位電路之間相互不影響；（2）原副邊添加的有源箝位電路使該變換器的功率開關關斷瞬間的電壓尖峰得到箝位，功率開關和箝位開關均實現了ZVS，降低了開關損耗；（3）通過諧振的方式將漏感能量吸收，而后傳遞給負載，提高了變換效率；（4）由圖5、6可見變壓器原邊電壓形狀與只有原邊加有源箝位電路時候的波形不同。

5 結 論

本文通過對有源箝位電路雙向反激直流變換器穩態原理分析，得出了該變換器功率傳遞的判斷公式和外特性曲線。對有源箝位電路雙向反激直流變換器高頻開關過程做了詳細分析，并用仿真驗證了理論分析的正確性。加有源箝位后的雙向反激直流變換器充分利用了漏感能量，降低了功率開關管的電壓應力和損耗，改善了EMI干擾情況，更具有實際應用價值。該拓撲是一種對稱的拓撲，因此可將該拓撲用于需要能量雙向流動的場合，例如太陽能對蓄電池的充放電系統等。

［1］ Gwan－Bon Koo，Myung－Joong Youn.A New Zero Voltage Switching Active Clamp Flyback Converter［C］.IEEE Power Elecrronics Sperialisrs Conference，35rh Annul，2004：508－510.

［2］ Robert Watson，Fred C Lee，Guichao C Hua.Utilization of an Active－Clamp Circuit to Achieve Soft Switching in Flyback Converters［J］.IEEE Transactions on Power E－lectronics，1996，11（1）：162－169.

［3］ Bor－Ren Lin，Huann－Keng Chiang，Kao－Cheng Chen.A－nalysis，design and i mplementation of an active clamp flyback converter［C］.IEEE PEDS，2005：424－429.

［4］ 張蘭紅，陳道煉.反激變換器開關應力控制技術研究［J］.電力電子技術，2002，36（2）：29－31，25.