光伏發電用推挽正激升壓電源的研究

何占寧，夏東偉，劉玉朋

（青島大學自動化工程學院，山東 青島266071）

0 引 言

傳統的化石能源逐漸枯竭與嚴重的環境污染制約和影響了世界經濟的可持續發展。能源的需求越來越大，為了實現經濟的可持續發展，世界各國都將太陽能發電作為發展的重點。在各國政府的大力支持下，光伏產業發展迅速，從世界范圍來講，光伏發電完成了初期的開發和示范，現在正向大量生產和規模化應用發展。目前中小功率的光伏發電升壓電路主要采用BOOST電路或者在逆變橋后用工頻變壓器升壓的結構，由于Boost電路不能實現輸入輸出之間的隔離，而工頻變壓器存在著體積大、效率低、成本高的問題。本文在光伏發電系統的升壓變換器采用了推挽正激變換器，使用PIC16F74與邏輯門電路實現了帶有MPPT功能的升壓電源研制，在不提高控制器成本的情況下，既實現了輸入輸出的隔離，又提高了變換器的效率。在最大功率跟蹤算法上提出了擾動因子，利用改進的變步長擾動觀察法對傳統的MPPT算法進行了優化。

1 光伏電池的特性及改進的變步長擾動觀察法

1.1 光伏電池的特性

在光照強度和環境溫度一定時，太陽能光伏電池既不是恒壓源，也不是恒流源，是非線性直流電源。其等效電路如圖1，等效數學模型為：

式中，I為光伏電池輸出電流；U 為光伏電池輸出電壓；I0為PN結的反相飽和電流；Iph為光生電流；q為電子電荷，q＝1.6×10－19C；k為波爾茲曼常數，k＝1.38×10－23J／K；T 為熱力學溫度；n為PN結的曲線常數；Rs、Rsh為光伏電池的固有電阻。

圖1 光伏電池的等效模型

1.2 最大功率點算法的原理

光伏電池是一個非線性電源，其輸出電壓和電流不僅受光強及溫度的影響，而且也由負載的性質和狀況決定。在光伏電池的伏安曲線中，光伏電池的輸出特性曲線與負載特性曲線的交點即為光伏電池的工作點。如果工作點處于最大功率點處，系統就處于匹配狀態，光伏電池所產生的電能被充分利用。反之，它所產生的電能就沒有被充分利用。在光伏電池的伏安曲線上，在最大功率點作切線，該切線的斜率就是光伏電池在最大功率點處的動態等效電阻。在光伏電池和負載之間配置一個功率變換器，通過調節輸入輸出電壓比調節負載的等效阻抗，來調節光伏電池的等效負載，從而實現MPPT的跟蹤。

1.3 變步長擾動觀察法的工作原理

擾動觀察法是MPPT控制中的一種常用方法，它的控制思路是：假設增加MPPT電路開關的占空比，若太陽能電池的輸出功率增加，則占空比繼續增加，直到輸出功率下降；反之，占空比減少［1］。占空比每次的改變值稱為擾動步長△d，在傳統的擾動觀察法中，△d為定值。當△d較大時，光伏發電系統對環境的變化比較敏感，但是在MPP附近會有較大的震蕩；當△d較小時，系統在MPP附近的震蕩會很小，但是對環境的適應能力比較差［4］。

本文采用變步長的擾動觀察法實現最大功率跟蹤。系統開機時，首先采樣當前光伏電池的開路電壓值，同時啟動定時器，在設置的定時時間內，系統以開路電壓的0.76倍作為初始基準值。在定時器中斷響應時，系統啟動變步長擾動觀察法控制。本設計中的擾動步長取決于當前的功率值與前一次功率值的差△P，△d＝a△P，其中a為擾動因子，是一個正的常數，可見△P越大，擾動就越大，△P越小，擾動也越小。為了增強系統的穩定性，設置了步長△d的兩個閥值，當△d＜△dmin時，△d＝0，系統不做擾動；當△d＞△dmax時，△d＝△dmax，避免了步長過長或系統錯誤引起的巨大震蕩。這種算法的優點是：在開機時可以迅速追蹤到當前的最大功率，加快了系統的啟動速度，定時器的設置使得系統在開機時穩定運行；當光伏系統所在的外界環境發生迅速的變化時，系統可以以比較大的步長追蹤MPP，改善了傳統擾動觀察法的動態性能；當系統工作在 MPP附近時，由于△P很小，系統以小步長追蹤MPP，減小了系統在MPP附近的震蕩。系統的流程圖如圖2、圖3所示。

2 推挽正激升壓電源主要參數的設計

推挽正激變換器的拓撲如圖4所示，本設計輸入電壓為光伏電池輸出電壓Uin＝50 V～80 V，輸出電壓Uout＝400 V，變換器的額定功率為200 W，工作頻率為50 k Hz。

2.1 推挽正激變壓器的設計

2.1.1 鐵芯型號的選取

圖2 MPPT主程序流程圖

圖3 MPPT中斷程序流程圖

圖4 推挽正激變換器的結構圖

高頻變壓器的磁芯材料有鐵氧體、非晶態合金、坡莫合金和超微晶軟磁合金幾種，其中鐵氧體的磁芯結構齊全，價格便宜，使用廣泛：電阻率大，高頻時可以減小能量損耗，防止變壓器發熱。本文中變壓器采用PC40鐵氧體，其飽和磁通0.45 T（60℃），最大工作磁通選取為0.1 T，剩余磁通 Br＝0.065 T，矯頑力 Hc＝10.3 A／m，居里溫度Tc＞215℃。為了防止高頻變壓器的瞬間飽和，應該選擇較低的工作磁感應強度。因為Br總是遠小于Bs，選擇工作磁感應強度應小于1／3Bs，本文中設計的變壓器工作磁感應強度為Bm＝0.1 T。

2.1.2 期望匝數比的設計［3］

2.1.3 變壓器磁芯結構的選擇

選擇磁芯結構為EI40。

2.1.4 線圈匝數設計

初級線圈匝數分別為Np1，Np2，次級線圈匝數Ns

2.2 控制電路的設計

由于推挽正激電路需要兩路占空比相同的脈沖來驅動，脈沖的寬度由MPPT算法實時更新，需要大量的單片機資源。本設計中使用比較器、邏輯門電路與PIC16F74共同實現對推挽正激變換器的控制，大大減少了單片機資源的使用。圖5所示為方波發生電路。L M239系列可用于幾兆赫頻率的振蕩電路。該電路為使用很少元件構成的方波發生電路。電路的輸出頻率由R4、C1的時間常數以及由R1、R2、R3所決定的遲滯電路共同決定。電路中，R1＝R2＝R3＝120 kΩ，R4、R5分別為10 kΩ和500Ω的可調電阻，調節R4可以調節輸出電路的頻率，調節R5調節正負脈寬的寬度。本設計中輸出的方波PWM1為50 k Hz，正負脈沖的占空比各為50%。單片機根據MPPT算法，輸出PWM2，其頻率為100 k Hz，開關管門極控制所需要的控制信號G1、G2的表達式為：

G1＝ PWM1 ＆PWM2，G2＝ （！PWM1）＆PWM2。門極驅動信號G1、G2由PWM1、PWM2與邏輯控制芯片74 HC04與74 HC08實現。

圖5 50 k Hz方波發生器

2.3 反饋回路的設計

模擬信號隔離的一個比較好的選擇是使用線性光耦。線性光耦的隔離原理與普通光耦沒有差別，只是將普通光耦的單發單收模式稍加改變，增加一個用于反饋的光接受電路。這樣，雖然兩個光接受電路都是非線性的，但兩個光接受電路的非線性特性都是一樣的，這樣，就可以通過反饋通路的非線性來抵消直流通路的非線性，從而達到實現線性隔離的目的［5］。本文采用HCNR201進行模擬信號的隔離，圖6為反饋隔離電路。

圖6 線性光耦反饋電路

3 實驗結果

實驗中，開路電壓為80 V，短路電流4 A的光伏電池接在推挽正激變換器的輸入端，功率滑動變阻器接在推挽正激變換器的輸出端。完成了一臺200 W的推挽正激升壓電源，推挽正激的主開關管選取仙童公司的FDP51N25，其耐壓為250 V，電流為51 A，導通電阻為0.06Ω；整流二極管選擇仙童公司的RHRP15120快恢復二極管，其耐壓為1 200 V，電流為15 A。圖7中波形分別為單片機輸出的PWM2與L M239輸出的PWM1，圖8中的波形分別為開關管門極驅動信號G1、G2。

圖7 單片機與L M239輸出的PWM波形

圖8 開關管門極驅動信號

4 結 語

本文研發了一款用于中小功率光伏發電系統的推挽正激升壓電源。實驗表明：所研究的升壓電源達到了結構簡單穩定性高的設計要求，克服了傳統升壓電源的不隔離及體積大效率低的缺點。改進的變步長干擾觀察法可以使系統在外界環境發生迅速變化時，以比較大的步長追蹤MPP，改善了傳統擾動觀察法的動態性能；當工作在MPP附近時，以小步長追蹤MPP，減小了系統在MPP附近的震蕩。

［1］ 朱銘煉，李臣松，等.一種應用于光伏系統MPPT的變步長擾動觀察法［J］.電力電子技術，2010，44（1）；20－23.

［2］ Fanghua Zhang，Haihong Qin，Huizhen Wang，Yangguang Yan.Freewheeling Current in Push－Pull For war d Converter［C］.IEEE 2003：353－358.

［3］ 周 廷.PWM光伏逆變電源DC－DC電路及最大功率點跟蹤技術的研究［D］.山東大學，2006.

［4］ WenJung Chiang，Hur ngliahng Jou，Jinn Chang Wu.Maxi mu m Power Point Tracking Method for t he Voltage－mode Grid－connected Inverter of Photovoltaic Generation System［C］.IEEE International Conf.on Sustainable Energy Technologies.2008：24－27.

［5］ 蘇 濤，咎小舒，周立新.模擬光耦器件 HCNR201及其在高精度電壓檢測中的應用［J］.電測與儀表，41（463）：54－56.