新型多階躍枝節加載雙頻帶通濾波器

黃春艷， 肖中銀， 寇 鑫， 儲君君， 李 好

(上海大學特種光纖與光接入網省部共建重點實驗室，上海200072)

新型多階躍枝節加載雙頻帶通濾波器

黃春艷， 肖中銀， 寇 鑫， 儲君君， 李 好

(上海大學特種光纖與光接入網省部共建重點實驗室，上海200072)

提出一種新型的、各中心頻率可調的多階躍枝節加載雙頻濾波器，該微帶雙頻濾波器采用多階躍阻抗結構，通過增加更多的自由度來調節中心頻率．由于諧振器為對稱結構，所以采用傳統的奇-偶模分析方法．通過調整階躍阻抗的阻抗比和電長度，可以很容易獲得一個可獨立調節各個中心頻率的雙頻濾波器．該濾波器工作在2．44 GHz(WLAN)和3．50 GHz(WiMAX)這兩個頻段，3 dB相對帶寬分別為6%和2．6%，測試結果和仿真結果基本吻合．

雙頻;帶通濾波器;階躍枝節加載;奇-偶模

Abstract:A novel dual-band filter using stub-loaded multiple stepped-impedance resonators is proposed．This filter can control each center frequency independently．In order to get more degrees of freedom，the microstrip filter uses a multiple stepped-impedance structure．Due to symmetry of the structure，the traditional even-odd mode analysis can be used．A dual-band filter can easily be obtained by adjusting the impedance ratio and electrical length．The dual-band filter with 3 dB relative bandwidths of 6%and 2．6%can be applied to 2．44 GHz(WLAN)and 3．50 GHz(WiMAX)，respectively．Simulation results agree well with measurements．

Key words:dual-band;bandpass filter(BPF);stepped stub-loaded;even-odd mode

為滿足當前無線通信系統的需求，低成本、小型化、多頻段、高衰減濾波器已成為射頻電路的研究熱點．微帶雙頻濾波器因其結構緊湊、容易構建等特性而受到廣泛關注，可用于全球移動通信系統(global system for mobile communications，GSM)、無線局域網(wireless local area network，WLAN)、城 域 網(worldwide interoperability for microwave access，WiMAX)、射頻識別(radio frequency identification，RFID)等微波頻段．目前，設計微帶雙頻濾波器的方法主要有5種［1-9］:① 采用并聯結構，將兩個獨立的帶通濾波器以并聯的方式連接起來從而得到雙通帶濾波器［1-2］;②在一個寬通帶濾波器上串聯一個帶阻濾波器，兩個通帶被這個帶阻濾波器分開從而實現雙頻特性［3］．然而這兩種方法設計的濾波器尺寸大且成本較高;③ 采用雙模結構，通過在微帶貼片上引入微擾，使一對簡并模式適當分離并相互耦合，但雙模結構的濾波器所實現的帶寬較小，最大也僅達 4%［4］;④ 采用階躍阻抗 諧振 器(steppedimpedance resonator，SIR)，常利用該諧振器的諧波特性設計雙頻濾波器，但兩個通帶的中心頻率并不獨立［5］;⑤采用枝節加載諧振器，枝節加載諧振器已廣泛用來設計雙頻濾波器，具有很好的頻率可控性．文獻［6-8］采用枝節加載諧振器設計雙頻濾波器，但其第二通帶內回波損耗效果不是很好．

本工作基于傳統的枝節加載諧振器［6］和開路環諧振器［9-10］，提出了一種多階躍枝節加載諧振器．該諧振器采用特殊的枝節加載方式，通過在半波長開路環微帶線中心處加入多階躍枝節，以減小濾波器的尺寸;采用交叉耦合結構，增加傳輸零點以提高帶外衰減特性，同時采用對稱結構和階躍結構，使其頻率可調并工作在2．44和3．50 GHz這兩個頻段．

1 枝節加載開路環諧振器設計原理

圖1和圖2分別給出了傳統的枝節加載諧振器［6］和開路環諧振器［9-10］的結構示意圖，雖然這兩種結構都可以用來設計雙頻濾波器，但所設計的濾波器尺寸較大且自由度少．圖3為本工作提出的新型諧振單元，該諧振單元將傳統的枝節加載諧振器和開路環諧振器結合起來，在不增大尺寸的情況下，通過增加足夠多的自由度來調節各中心頻率，這樣的對稱結構常采用奇-偶模分析法．如圖4所示，各枝節的電長度分別為 θ1= βL1，θ2= βL2，θ3= βL3，θ4= βL4，相應的特性阻抗分別為 Z1，Z2，Z3，Z4．

圖1 傳統的枝節加載諧振器Fig．1 Traditional stub-loaded renosator

圖2 開路環諧振器Fig．2 Split ring resonator

圖3 本工作提出的新型階躍枝節加載開路環諧振器Fig．3 Proposed split resonator with stepped stub-loaded

圖4 新型諧振器的奇模和偶模等效電路Fig．4 Odd-and even-mode equivalent circuit of the novel resonator

當奇模激勵時，由傳輸線理論，對稱面T可視為電壁，相當于短路．此時的諧振器可以看作是1/4波長諧振器，相應的奇模等效電路如圖4(a)所示．從開路端看去的輸入導納為

諧振時Yin1=0，即

則奇模諧振頻率可表示為

式中，c表示光速，εeff表示介質基板的有效相對介電常數．從式(3)可以看出，奇模諧振頻率僅僅由L1決定，與其他長度無關．

當偶模激勵時，對稱面T可視為磁壁，相當于開路．此時的諧振器可看作是半波長諧振器，相應的偶模等效電路如圖4(b)所示，從圖中標注看去的輸入導納為

諧振時輸入導納為0，其中 Y3/Y4=k3，Y2/Y3=k2，Y1/Y2=k1分別為阻抗比，θ1= βL1，θ2= βL2，θ3=βL3，θ4=βL4分別為電長度．從式(4)可以看出，偶模諧振頻率不僅僅取決于 L1，還與 L2，L3，L4，k1，k2，k3有關．

用電磁仿真軟件Sonnet進行仿真，圖5展示了隨L2變化的奇-偶模分布圖．由圖可知，隨著L2的增大，奇模諧振頻率保持不變，而偶模的諧振頻率不斷向低頻方向偏移．

圖5 階躍枝節加載環諧振器的奇-偶模分布Fig．5 Odd-and even-modes distribution of stepped stub-loaded ring resonator

根據上述理論分析，圖6為本工作提出的一種新型雙頻濾波器原理圖．該濾波器由兩個相同的階躍阻抗枝節加載諧振器組成，且工作在2．44和3．50 GHz兩個頻段，相對帶寬分別為 Δ1=6．3%，Δ2=3．6%，兩個通帶的插損都為0．01 dB．可以得到該濾波器的低通原型集總參數元件值g0=1，g1=1．378 2，g2=1．269 3，J1= －0．249 2，J2=0．977 2，其中J1，J2為導納反相器，根據耦合理論可以計算出諧振器間的理論耦合系數［11］．對于第一通帶(中心頻率 f1=2．44 GHz)，M12=M34=0．048，M23=0．049，M14= －0．011 5;對于第二通帶(中心頻率f2=3．50 GHz)，M12=M34=0．027，M23=0．027 6，M14= －0．007，其中 Mij代表耦合系數，i，j代表諧振器編號．圖7顯示了用電磁仿真軟件提取出的兩個相鄰諧振器的耦合系數與距離S間的關系圖，通過調節耦合距離S來滿足理論計算出的耦合系數．采用上述結構設計出的濾波器有4個傳輸零點，分別為 T1，T2，T3，T4，其中 T2和 T3由①和④之間的耦合即源和負載耦合產生;T1由②和③之間的耦合產生;T4主要由輸入耦合端的長度在零點處為1/4波長時產生．圖8顯示了間距d1=0．2 mm(有源和負載耦合)和d1=14．2 mm(無源和負載耦合)的S21參數圖．從圖8中可以看出，當有源和負載耦合即d1=0．2 mm 時，存在 4 個傳輸零點 T1，T2，T3，T4;當無源和負載耦合即d1=14．2 mm時，僅存在2個傳輸零點 T1，T4．

圖6 本工作提出的濾波器原理圖Fig．6 Layout of proposed filter

圖7 第一通帶和第二通帶的耦合系數M23Fig．7 Coupling coefficient of M23for the first passband and second passband simultaneously

圖8 當d1=0．2和14．2 mm時傳輸零點的比較Fig．8 Comparsion of transmission zeros of d1=0．2 and 14．2 mm

2 仿真與測量結果分析

通過對該雙頻濾波器進行理論分析及電磁仿真優化，最后確定濾波器尺寸如表1所示．所選介質板的介電常數為 εr=2．65，厚度為 h=0．8 mm，該雙頻濾波器的加工實物圖如圖9所示，整體尺寸為0．5λg×0．28λg，其中 λg為介質基片上第一通帶中心頻率的波導波長．該濾波器的仿真和實測結果如圖10所示，測量結果用矢量網絡分析儀Agilent8722ES測得，測得的兩個中心頻率分別在2．45和3．50 GHz，相應的3 dB相對帶寬分別為6%和2．6%．第一通帶的回波損耗最大達到28 dB，插入損耗小于3 dB;第二通帶的回波損耗最大達到24 dB．各個通帶帶外都有傳輸零點 T1，T2，T3，T4，分別在2．12，2．78，3．26，3．80 GHz 處，相應的衰減值分別為55．7，40．6，44．0，38．0 dB，這些傳輸零點增強了各個通帶的帶外抑制．20 dB阻帶帶寬為1．0～2．2 GHz以及3．8 ～6．0 GHz，仿真結果和測試結果基本吻合，實測的插入損耗值比仿真的插入損耗值稍大，中心頻率有微小偏移，這些主要是由于介電常數不均勻、加工材料誤差、SMA接頭損耗等引起的．

表1 濾波器尺寸Table 1 Size of the filter mm

圖9 濾波器實物圖Fig．9 Photograph of fabricated filter

圖10 雙頻帶濾波器仿真與測試結果Fig．10 Simulated and measured results of designed dual-band filter

3 結束語

本工作設計了一種新型的、中心頻率可調的多階躍枝節加載雙頻濾波器．該濾波器可用于WLAN(2．45 GHz)和 WiMAX(3．50 GHz)兩個頻段，通過改變影響諧振器奇-偶模分布的各部分電長度來調節各通帶的中心頻率，采用交叉耦合結構以增加兩個通帶的帶外傳輸零點．從仿真和測試結果可以看出，各個通帶帶外隔離度高，在第一通帶低頻范圍以及第一通帶和第二通帶間的插入損耗都大于30 dB，測試結果與仿真結果基本吻合．該濾波器適用于低成本、小型化、帶外高衰減的無線通信系統．

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Dual-Band Bandpass Filter Using Stub-Loaded Multiple Stepped-Impedance Resonators

HUANG Chun-yan， XIAO Zhong-yin， KOU Xin， CHU Jun-jun， LI Hao
(Key Laboratory of Specialty Fiber Optics and Optical Access Networks，Shanghai University，Shanghai 200072，China)

TN 713

A

1007-2861(2012)05-0459-05

10．3969/j．issn．1007-2861．2012．05．004

2011-11-09

國家自然科學基金資助項目(61077068);上海市自然科學基金資助項目(10ZR1411900);上海市重點學科建設資助項目(S30108);上海市科委重點實驗室資助項目(08DZ2231100)

肖中銀(1964～)，男，副教授，博士，研究方向為微波與毫米波電路等．E-mail:zhyxiao@staff．shu．edu．cn