225 MHz ～512 MHz 寬帶功放設計與仿真

任 勇，胡耀明 ，潘 鳴

(1.杭州電子科技大學電子信息學院，杭州310018;2.中國電子科技集團公司第五十研究所，上海200063)

功率放大器是射頻前端的關鍵部件，它在現代無線電子系統中起著無可替代的作用。隨著現代移動通信的迅猛發展，對功率放大器的帶寬和輸出功率提出了越來越高的要求。超寬帶、大功率的放大器應用前景廣闊。特別是在電子戰設備中應用極為廣泛，這些系統一般要求放大器有高穩定性、寬頻帶、高增益、低的輸入和輸出駐波比以及良好的平坦度。用傳統的窄帶功放設計方法很難同時滿足這些要求，必須利用寬帶功放的相關技術進行設計。比如寬帶放大器需要特有的寬帶拓撲結構，寬帶匹配網絡和穩定化技術。

1 系統主要指標和整體設計方案

1.1 功放指標要求

寬帶功放的主要指標要求:

工作頻率:225 MHz ～512 MHz;增益:≥22 dB;輸入輸出駐波比:VSWR≤1.4 ∶1;增益平坦度:≤1.1 dB;輸出功率:≥43 dBm。

1.2 設計方案

為了達到工作頻帶內的增益平坦度和輸入輸出駐波比要求，采用了平衡結構和負反饋技術相結合的方法;同時為了獲得寬帶匹配，采用了傳輸線變壓器和微帶混合匹配電路進行輸入和輸出匹配電路設計，結合穩定化措施，設計出符合指標要求的寬帶功率放大器。整個功放由輸入輸出耦合器、傳輸線變壓器、輸入輸出匹配網絡、反饋網絡和穩定化電路組成。系統設計整體框圖如圖1 所示。

圖1 寬帶功放系統框圖

2 寬帶射頻功放設計

設計功放，首先要根據指標要求選擇一個合適的功放管。其中最重要的兩個指標是輸出功率和頻率，BLF881 工作頻段為HF ～1 GHz，主要用于寬帶功放設計;1 dB 壓縮點的輸出功率為51.7 dBm，比預定指標43 dBm 大了近9 dBm。這樣選擇主要是考慮到線性度，本次設計沒有運用線性化技術，所以用回退功率來保證功放的線性度要求。綜合其它指標，如增益、駐波系數等，功放管選擇了NXP 的BLF881。

2.1 穩定性設計

要設計一個合適的寬帶放大器，必須在放大器增益最大時進行抑制。一種實現的方法是:在低頻提供較差的匹配，而在增益較低的高頻提供合適的匹配。這就會導致在通帶內很多種阻抗不匹配，所以要保證放大器在所有的頻率上的穩定性，必須采取相應的穩定化措施［1］。穩定性取決于晶體管的S參數、匹配網絡及置端條件。絕對穩定的充分必要條件表述為［2］:

MOSFET 功率晶體管的穩定化措施通常有:柵極電阻加載、漏極電阻加載和漏－柵反饋。BLF881在工作頻段內并不滿足以上的穩定條件，在柵極輸入端串聯電阻和電容來改善穩定性，通過ADS 仿真優化得到相應的理想參數:R=5 Ω，C=230 pF，保證功放管處于絕對穩定狀態下工作。

2.2 負反饋電路設計

一般情況下，功率增益隨頻率以6 dB/倍頻程的速率下降。由于工作頻帶很寬，必須對增益滾降采取措施，使工作頻段內增益平坦度減小。匹配須提供一個隨頻率按正斜率變化的增益，以補償晶體管的滾降。本文采用負反饋技術來展寬放大器的帶寬，獲得平坦的增益，降低輸入輸出駐波比。反饋電路拓撲結構如圖2 所示。

圖2 負反饋方案寬帶設計拓撲結構

反饋網絡由電阻Rf、電感Lf、電容Cf構成，電阻取值可以有下式計算:［3］

式中，Z0是特征阻抗，S21是S 參數中的正向傳輸系數。電阻Rf的值決定放大器的增益、帶寬及噪聲系數。反饋電感Lf的作用是減少高頻段的反饋效應以抑制高頻時增益的降低;電容在這里的主要作用是“隔直通交”。本次設計中，僅僅依靠匹配電路難以實現增益平坦度的要求，在漏極和柵極之間串聯了電感和電阻構成負反饋，優化得到理想參數為L=17.6 nH，R=186 Ω

2.3 寬帶匹配電路設計

根據微波理論，要實現最大的功率傳輸，必須使負載阻抗和源阻抗相匹配。寬帶匹配電路一般采用EDA 軟件優化設計。本文通過負載牽引法［4］得到最佳的負載和源阻抗，采用微帶混合匹配電路和傳輸線變壓器獲得良好的寬帶匹配。

2.3.1 傳輸線變壓器在寬帶匹配中的應用

傳輸線變壓器是一種較為理想的耦合及匹配元件，大大的展寬了響應頻帶，解決了傳統變壓器難于克服的高頻響應問題，傳輸線變壓器的使用頻率范圍已超過2 GHz。在實際的使用當中，經常用到4 ∶1、9 ∶1、16 ∶1的阻抗變換器。此外，傳輸線變壓器還可以實現平衡和不平衡之間的轉換。改變同軸電纜的繞法和連接方式還可以得到其他特殊比值的阻抗變換器［5］。4 ∶1阻抗變換原理如圖3 所示，傳輸線變壓器始末電壓電流電阻關系式為:

因此可以得出Rin=4RL

圖3 4 ∶1阻抗變換

其中傳輸線的特征阻抗和長度要滿足以下要求［6］:

式中:λmin是對應于頻帶高端fmax的傳輸線的最小波長，Z0為雙絞線或同軸線特性阻抗，fl為最低工作頻率。根據工作頻率范圍，選擇50 mm UT－047(25 Ω)同軸線外加兩個Fair－Rite 2861002402 磁環制成輸入端的變壓器;在輸出端由于功率大，選擇50 mm UT－085C－15(15 Ω)同軸線外加一個磁環Fair－Rite 2861000202 制成輸出端的變壓器。根據負載牽引所得的最佳源阻抗和最佳負載阻抗，將傳輸線分別接成4 ∶1和1 ∶4變壓器用于輸入和輸出阻抗變換。

2.3.2 微帶混合匹配電路

在微帶混合匹配電路中，通常電感元件采用一段高阻微帶線來實現，而電容元件往往采用集總參數的微調電容。在功率放大器中，微帶線主要做器件的輸入、輸出、級間匹配電路及供電電路。基本的設計過程包括:使用周期LC 結構適當的布局和計算參數形成低通階梯二形網絡;單獨的π 形節連續的被對應的分布網絡代替［7］;優化整個混合匹配結構，改善總體性能。為了達到帶寬和平坦度要求，沿著等Q(Q=1)圓進行匹配電路設計。

2.4 平衡式放大器

平衡放大器技術是一種既實用又普遍的寬帶放大器設計方法，由此所設計的放大器具有平坦的功率增益頻率響應，對微波固態放大器還具有良好的輸入、輸出VSWR。一個平衡放大器由兩個正交耦合器組成，一個位于輸入端，另一個位于輸出端。由圖4 可見，3 dB 的輸入藕合器將輸入功率等分為具有90°相差的兩路信號分別從端口2 和端口4 輸出，而輸出耦合器又將放大后的輸出的信號重新同相合成。運用微帶技術可實現微波平面集成電路中的正交耦合器，它們均具有λ/4 段，故對頻率都相當敏感，其帶寬約為中心頻率的50%，所以一般平衡式放大器只能做1 到2 個倍頻程帶寬。

圖4 平衡放大器原理圖

特性一致的晶體管盡管平衡放大器結構允許其輸入、輸出端不匹配，但若兩個并聯的放大器平衡(即特性一致)，則由此組合的放大器將是匹配的。此時將有［8］:

3 仿真結果分析

在設計寬帶匹配電路時，考慮到增益的頻率特性，通常選擇在頻率的高端匹配［9］。平衡式放大器仿真電路如圖5 所示，仿真結果如圖6 ～圖8 所示。

圖5 平衡式放大器仿真圖

圖6 增益曲線

圖7 穩定系數

圖8 駐波系數曲線

仿真結果表明，在225 MHz ～512 MHz 頻段內，單個放大器和平衡式放大器有一樣的增益及平坦度，增益為23 dB，平坦度為±1 dB;而駐波系數各不同，單個功放輸入駐波系數在1.5 和2.4 之間，而平衡結構的功放輸入駐波系數均為1。在整個工作頻帶內穩定系數大于1，保證功放在工作過程中絕對的穩定。實際上由于耦合器自身的頻率響應以及并聯放大器的不一致性，駐波系數會有偏差。

4 結論

寬帶射頻功率放大器設計的難度主要體現在增益平坦度和輸入輸出駐波系數上，而它們之間又是相互矛盾的，僅僅依靠匹配電路很難同時滿足這兩個指標要求。本文采用平衡式結構大大降低了輸入輸出駐波系數;利用負反饋技術以及傳輸線變壓器的阻抗變換，在通帶內獲得了較好的平坦度。由設計結果可以看出，運用ADS 軟件設計射頻功率放大器，可以很好的滿足各項指標，方便而又高效，省去了大量計算的繁瑣，也節約了設計成本。在后續的工作中，將通過預失真［10］或前饋［11］技術，對功放的線性度進行研究設計，結合系統做出寬帶功放的實物。

［1］ 易建東.小型化高可靠寬帶功放技術的研究［J］. 電訊技術，2005，45(2):156－158.

［2］ 張華斌.兩級微波寬帶低噪聲放大器的設計［J］.電子元器件應用，2008，10(7):48－50.

［3］ 王中航.100 mW 30 ～1200 MHz 寬帶放大器［J］. 電子測量技術，2008，31(8):28－31.

［4］ 陳卓偉.基于Load Pull 系統的射頻功率放大器的設計［J］.電子器件，2009，32(5):912－915.

［5］ 張玉興，趙宏飛譯.射頻與微波功率放大器設計［M］. 電子工業出版社，2006.4:121－126.

［6］ 顧熊飛.30 MHz ～530 MHz 寬帶大功率放大器的設計與研發［D］.電子科技大學，2010:33－38.

［7］ 蘇斌.470－860 MHz 寬帶大功率放大器的設計［D］. 電子科技大學，2008:25－26.

［8］ 張儀，周樂柱，吳德明，譯. 微波工程［M］. 電子工業出版社，2006:482－484.

［9］ 郭潔.無線通信電路設計分析與仿真［M］. 電子工業出版社，2010:151－155.

［10］ 馮朝流，李建春.射頻功率放大器自適應預失真技術研究［J］.電子測試，2011，4:77－80.

［11］ 丘春輝，陳向東，沈冰. 射頻功率放大器前饋線性化技術研究［J］.微電子學與計算機，2008，11(25):133－136.