直流電源SPWM級聯式多電平高壓變頻器的建模與仿真

李東野

東南大學軟件學院，南京 210096

直流電源SPWM級聯式多電平高壓變頻器的建模與仿真

李東野

東南大學軟件學院，南京 210096

闡述了直流電源SPWM級聯式多電平逆變器工作原理，并應用于高壓變頻器的逆變部分，介紹了其建模和仿真過程，并與傳統2H橋級聯式變頻器進行比較。仿真結果表明直流電源SPWM級聯式多電平高壓變頻器具有輸入功率因數高，輸出波形穩定、諧波污染和損耗小、所用電力電子器件數量少的優點。

直流電源；SPWM級聯；多電平逆變器；高壓變頻器；仿真

引言

變頻器的調速性能和節能作用非常理想，其中高壓變頻器作為一種高效的節能手段一直是變頻器研究領域的熱點。目前已得到廣泛應用的高壓變頻器逆變部分多采用2H橋級聯式多電平逆變器，如美國羅賓康公司的完美無諧波變頻器，日本三菱電機公司的PMT-F500HV變頻器，日本東芝公司的TOSVERT-MV變頻器。文獻[4]中提出的直流電源SPWM級聯式逆變器是一種新型級聯式多電平逆變器，該型多電平逆變器中心思想是將級聯疊加與SPWM控制從逆變器移到直流電源上，對直流電源進行SPWM控制和級聯疊加。在相同市電電網輸入整流電路、相同控制方式、相同輸出電壓波形和輸出電壓表示式的條件下，與2H橋級聯式多電平逆變器相比，所用開關器件減少，等效開關次數降低，可使逆變開關工作在ZVS狀態而選擇低頻開關器件GTO或SCR作開關，從而使高壓變頻器具有體積小、質量輕、效率高以及成本低的特點。隨著電力電子技術的發展和自動化程度的提高，使系統中許多計算和控制問題變得復雜，基于安全和經濟的角度考慮，通過運用系統仿真是必要、合理的，本文通過MATLAB軟件對應用此類新型級聯式多電平逆變器的變頻器建模和仿真，并對仿真結果進行比較分析。

1 原理介紹

文獻[4]中提出的直流電源SPWM級聯式逆變電路，其級聯疊加的條件為：

①N個獨立直流電源的電壓必須相等；

②獨立直流電壓級聯疊加的控制應采用載波三角波移相SPWM控制以保證控制開關S1-Sn流過相同的功率；

③SPWM控制只在疊加控制開關上實現，逆變開關上不進行SPWM控制；

④獨立直流電源的個數為N=(m-1)/2，m為電平數。

以五個獨立直流電源SPWM級聯為例，電路由五個獨立SPWM直流電源級聯疊加電路與一個全橋同步式逆變器構成。其主電路如圖1所示。

圖2 控制電路原理圖

控制方式采用單極性載波三角波移相SPWM控制，可對逆變器進行調壓并有利于改善輸出電壓波形，控制電路如圖2所示。5個直流電源Udco1-Udco5分別對應載波三角波Uc1-Uc5；Uc1-Uc5依次超前72°。5個載波三角波共用一個經過全波整流的正弦電壓作為調制波Us，使它們的輸出電壓具有相同的基波，這樣做有利于級聯疊加。當開關Sn（n=1,2，…，5）開通，對應的疊加二極管Dn反偏而關斷，所控制的直流電源被接入輸出電路。控制開關可部分開通，也可全部開通。哪個開通，哪個開關鎖對應的疊加二極管就關斷，哪個對應的獨立直流電源就被接入輸出電路，級聯疊加后的輸出電壓Ua就輸出哪個獨立直流電源的電壓；相反，哪個控制開關不開通，與此對應的獨立直流電源就不能接入輸出電路，級聯疊加后的輸出電壓Ua中就不輸出哪個獨立直流電源的電壓。例如S1的開通由Us>Uc1的部分產生SPWM脈沖控制，S1導通時相應的獨立直流電源Ud1被接入輸出電路。反之，關斷由Us

圖3 變頻器電位疊加原理

高壓變頻器輸入整流電路采用30相二極管整流電路方案，此方案可使29次以下的輸入電流諧波明顯減小。移相變壓器具有15個二次繞組，采用延邊三角形連接，分為5個不同的相位組，每個相位相互差120°，從而形成30脈波的二極管整流電路。這種電路輸入電流中僅含30K±1次諧波，理論上30脈波的整流電路可以將29次以下的諧波都消除，從而可以提高輸入的功率因數。在輸出相電壓中，將消除5F±1次以下的諧波（F為SPWM調制的載波比），以及m=5以下的載波諧波和其上、下邊頻。當F=ωc/ωs=20時，在輸出相電壓中將消除20×5±1=100±1次以下的諧波。逆變部分中的每一相均采用上述直流電源SPWM級聯式逆變電路。因為每相中只有一個全橋逆變電路，考慮到開關器件的耐壓等級，選擇線電壓輸出為3kv的變頻器為研究和仿真對象。更高電壓等級的變頻器可以通過N×N’的獨立直流電源SPWM級聯式逆變電路實現，即將N個直流電源級聯，經逆變電路后，串聯或并聯N’個相同單元，實現更高電壓或電流等級的輸出。電網電壓經過移相變壓器降壓、整流后給逆變電路供電。對于額定輸出電壓為3kV的變頻器，每一相由5個額定電壓為347V的電源串聯，之后接逆變電路組成，輸出相電壓1735V，對應的輸出線電壓可達3kV，如圖3所示。輸出線電壓3kV的變頻器主電路結構由圖1中相位相差120°的三相電路組成。

圖1 單相直流電壓SPWM級聯逆變電路

圖4 直流電源SPWM級聯式變頻器仿真模型

2 仿真研究

使用SIMULINK對直流電源SPWM級聯式變頻器系統建模，模型主要包括控制電路、逆變電路和整流電路。

2.1 逆變電路控制脈沖模型

變頻器逆變部分采用單極性載波三角波移相SPWM控制。單極性載波三角波由repeating sequence模塊產生，通過改變模塊中的時間、幅值參數來調節三角波的頻率。當調制波幅值大于載波三角波幅值時，輸出1，反之輸出0，用此方法產生的脈沖控制單極性載波三角波對應的控制開關的通斷。單極性載波三角波Uc1-Uc5依次超前72°。三角波依次命名為三角波1（初始相位為0°），三角波2（初始相位為72°），三角波3（初始相位為144°），三角波4（初始相位為216°），三角波5（初始相位為288°）。

2.2 單相電路模型

輸入采用三相交流電壓源，線電壓380V。單相電路中包含了整流和逆變部分。

整流部分由移相變壓器，整流電路組成。三相電源首先經過移相變壓器，整流后為逆變電路提供電源。變壓器使得每一個逆變電路的電源隔離而相互獨立，減少了逆變電路中直流電源間的影響。移相變壓器依次超前24°、12°、0°，滯后12°，24°。將此電路命名并封裝為30相整流子系統。

逆變部分中S1-S5為SPWM控制開關，S6-S9為同步逆變開關，均選用適用于高頻的IGBT，D1-D5為二極管，分別與S1-S5對應并且通斷恰與其相反。但在載波比較大時，需要D1-D5通斷頻率很高，即要求D1-D5的導通和關斷時間很短，此時二極管的開通與關斷時間不能滿足通斷要求，影響波形，這種情況下需采用IGBT，即S10-S14分別對應D1-D5，其門極信號分別與S1-S5的門極信號互補。三角波載波1-5分別給S1-S5的門極發出SPWM脈沖，互補信號分別送到S10-S14的門極。將此電路命名并封裝為A相逆變子系統。直流電源SPWM級聯式逆變器所用開關器件比相同數量級聯的2H橋逆變器少了6個，如在較低載波比時，即使用二極管時，則減少了11個。隨著IGBT使用數量的減少，工作于SPWM控制的開關減少，開關次數降低，損耗降低，有助于節約能源，表現了該型電路的節能優勢。

將封裝好的整流部分和逆變部分連接組成單相電路。

2.3 三相3kv變頻器模型

將封裝好的單相模型，分別接入相位相差120°的調制波信號，即A相0°，B相-120°，C相120°。單極性載波三角波頻率設為1000Hz，正弦調制波的頻率設為50Hz，設置載波比F為20，三角波幅值設為1，正弦調制波的幅值設為1，m=1。變頻器模型如圖4所示。

2.4 與2H橋級聯式變頻器的比較

圖5 直流電源SPWM級聯式變頻器線電壓

對搭建好的模型進行仿真，得到直流電源SPWM級聯式變頻器的線電壓輸出波形如圖5所示,線電壓由21電平組成。在相同輸入下，每相均采用5個2H橋級聯且同樣采用單極性載波三角波移相SPWM控制方式的級聯式變頻器進行建模和仿真，線電壓輸出波形如圖6所示。

運用FFT analysis Tool對兩個線電壓輸出波形進行諧波分析，結果表明直流電源SPWM級聯式變頻器輸出線電壓波形穩態時非常接近正弦波，與應用廣泛的2H橋級聯式變頻器輸出線電壓波形可以達到同一等級，且諧波含量低，并且直流電源SPWM級聯式變頻器中逆變部分比2H橋級聯式變頻器逆變部分所用的開關器件更少，因此等效總開關次數更低，損耗更小，成本更低，節能效果更好。

圖6 H橋級聯式變頻器線電壓

3 結語

本文闡述了直流電源SPWM級聯式逆變器的原理以及使用該逆變器的3kv高壓變頻器建模過程及仿真結果。仿真結果表明直流電源SPWM級聯式多電平變頻器輸出線電壓波形接近正弦波，且電壓諧波含量低，比采用2H橋級聯式逆變器的變頻器使用的開關器件更少，更節能，成本更低。仿真過程和結果分析對直流電源SPWM級聯式多電平逆變器的推廣、應用以及、高壓變頻器的研究和開發有一定的參考價值。

[1]王兆安，劉進軍.電力電子技術[M].北京：機械工業出版社，2009.5

[2]劉鳳君.多電平逆變技術及其應用[M].北京：機械工業出版社，2007.1

[3]張浩，續明進，楊梅.高壓大功率交流變頻調速技術[M].北京：機械工業出版社，2006.7

[4]劉鳳君.直流電源PWM級聯與多電平逆變器的技術改革[J].電源技術應用，2008，11(4)

[5]樊偉.級聯式高壓變頻器的研究[D].哈爾濱：哈爾濱理工大學，2011.3

Modeling and Simulation of DC Power Supply SPWM Cascaded Multi-Level High Voltage Converter

Li Dongye
Institute of Software Engineering，Southeast University，Nanjing 210096，China

The basic principle of the DC power supply PWM cascaded multi-level inverter is introduced，the process of simulating and model constructing of the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter are recommended．The results of simulation show that the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter has the advantage for the characteristics of high input power factor，good output wave，little harmonic pollution and loss and fewer power electronic devices.

PC power supply；SPWM cascaded；multi-level；high voltage converter；simulation

10.3969/j.issn.1001-8972.2013.07.056

李東野（1987.02-）.男，在讀碩士研究生，東南大學軟件學院，軟件工程專業。