電流型多相永磁無刷直流電機調速系統研究

吳克雄

(91515 部隊，海南三亞572016)

0 引言

在永磁電動機調速系統中，經脈寬調制后變頻器可輸出正弦波、方波電流或電壓，逆變器所采用的功率元件多為自關斷類，例如雙極性晶體管BJT、IGBT 等，主要用于為中小容量電動機供電的逆變器。對于大容量交流調速系統，變頻器多采用半控型電力電子器件—晶閘管。由于這種元件的開通可控、關斷不可控，在逆變器中需采取特殊的關斷措施才能達到變頻的目的，因此由晶閘管組成的逆變器比自關斷元件組成的逆變器復雜很多。本文把交-直-交晶閘管電流型逆變器與永磁無刷直流電動機相結合，低速時利用斷流換流，高速時利用負載永磁電機的交流反電動勢來關斷逆變器中的晶閘管［1，2］，省去強迫換流裝置。

1 多相永磁無刷直流電機數學模型

本文以六相永磁無刷直流電動機為例建立數學模型。電機的定子繞組為雙Y 移30°，轉子是表面貼磁結構。為簡化分析過程［3］，作如下假設。

(1)忽略電機鐵心飽和，不計渦流損耗和磁滯損耗;(2)不計電樞反應;(3)磁極為斜30°電角度放置于轉子外表面，忽略齒槽效應，用卡氏系數修正后，電樞繞組分布定子內表面;(4)轉子上沒有阻尼繞組，永磁體不起阻尼作用。

對于上述假設，可把電機繞組看成兩套三相完全對稱，由此可得出六相永磁無刷直流電動機的電壓方程

式中，L—自感;M1—定子繞組差60°的互感;M2—定子繞組差30°的互感。

電磁轉矩表達式

式中，Te—電磁轉矩，N·m;p—電機的極對數;ω—轉子的電角速度，rad/s。

運動方程為

式中，TL—負載轉矩，N·m;J—負載和轉子的轉動慣量，N·m·s2;f—轉動摩擦系數。

式(1)、式(2)和式(3)構成了六相永磁無刷直流電動機的數學模型。

2 逆變器換流的原理

2.1 反電動勢換流法的運行原理

逆變橋中晶閘管的換流可以采用其它強迫換流方法，但需要一套比較復雜的專門換流電路，價格昂貴、體積大、事故率高且不經濟。因此除了某些特殊場合以外，一般較少采用。由于逆變器的負載本身是一臺自己能產生反電動勢的永磁電機，晶閘管可直接利用電機產生的反電動勢來進行換流，因此這種方法通常稱為反電動勢換流法或自然換流法［4］。

設在換流以前晶閘管 T1、T2導通，如圖1(a)，電流由電源正極開始經由晶閘管T1、A 相繞組、C 相繞組、晶閘管T2、電源負極。現在要使電流由A 相流通切換到B 相流通，則應觸發晶閘管T3導通并關斷晶閘管T1。

圖1 反電動勢換流原理

在負載換流永磁無刷直流電動機中，轉子在空間旋轉就會在電樞繞組中感應出反電動勢。從圖1(b)可知，如果按正常位置換流，應在K 點觸發晶閘管T3進行換流，即換流超前角β=0 的位置。當晶閘管T3導通瞬間，T1兩端電壓為零，且隨著T3的繼續導通，晶閘管T1將不承受反壓而繼續導通，電源電流將在三相繞組中流通，造成換流失敗。因此，換流時刻應比A、B 兩相電動勢波形的交點K 適當提前一個換流超前角，例如圖1(b)中的S 點換流。當在這點觸發T3時，電動勢EA＞EB，加在晶閘管T1上的電壓EAB=EA-EB＞0，則在兩個導通的晶閘管T1、T3和電機A、B 兩相繞組之間出現一個短路電流I，其方向如圖1(a)。當這個短路電流接近原來通過晶閘管T1的負載電流Id時晶閘管T1就因流過的實際電流下降到不能維持晶閘管導通的最小電流而關斷，負載電流Id就全部轉移到晶閘管T3。至此，A、B 兩相之間的換流全部結束，T2、T3兩管正常導通運行。

上述換流回路中包括電機的兩相繞組，必然存在著電感，因此短路電流I 不可能發生突變，換流也不可能瞬間完成，而必然經歷一個過程(用電角度表示)，稱為換流重疊角。此換流重疊角與換流角有關，還和換流前的電流大小有關。

在空載情況下，負載換流永磁無刷直流電動機利用電機的反電動勢進行換流，在相當于換流超前角β 的一段時間內T1承受了反向電壓，它能使晶閘管關斷。但電機帶有負載時，一方面由于換流重疊角的影響，使晶閘管通電時間延長;另一方面又由于電樞反應的影響，永磁電動機端電壓的相位將隨著負載的增加而提前一個功角，于是使負載時的實際換流超前角減小，晶閘管承受反向電壓的時間變短。因此對于不同的永磁電動機，功角對換流的影響也要考慮。但是永磁電機的氣隙較大，電樞反應的影響比電勵磁同步電動機要小。

2.2 電流斷續換流法

電機轉速較低時反電動勢很小，反電動勢換流法可能使電流型晶閘管逆變器不能正常地工作，因此電流斷續換流法就成為解決電動機起動和低速運行時晶閘管逆變器換流問題最簡單、經濟的辦法，是負載換流永磁無刷直流電動機反電動勢換流方法的有效補充［5］。

電流斷續換流法是指每當晶閘管需要換流時，先設法使逆變器的輸入電流下降到晶閘管的關斷電流以下，讓逆變器的所有晶閘管均暫時關斷，然后再給換流后應該導通的晶閘管加上觸發脈沖使其導通，從而實現從一相到另一相的換流，由于只是在起動和低速時使用斷續換流法，逆變器輸出的頻率較低，電流斷續的時間對永磁無刷直流電動機的運行影響不大，高速時則不行，故高速時不采用此法。

3 直流母線電感參數計算

在主電路圖2 中，它由相控整流器、母線電感和二極管、逆變器和電機電樞繞組等單元組成。逆變器采用兩套并聯的逆變器給雙Y 移30°六相永磁電機供電。相控整流器和兩個逆變器都由六個IRKT71-12 晶閘管組成，導通方式為兩兩導通模式。

圖2 電流型六相永磁無刷直流電機調速系統主電路

相控整流器的相控角是雙閉環PI 控制的輸出量，同時在低速起動時，電機相繞組斷流是通過封鎖輸出整流器中六個晶閘管的驅動信號來實現的。直流母線中的四個二極管在斷流換流起動中使電機電樞繞組的電流迅速減小。其中電流型與電壓型的區別在于整流電路與逆變電路之間的電容與電感，電流型調速系統在逆變器前串聯一個電感，保持逆變器的輸入電流的基本不變;而電壓型調速系統在逆變器前并聯一個電容，保持逆變器的輸入電壓基本不變。

整流電壓中的交變分量包含多次諧波交流分量，在電流型交-直-交調速系統主電路的直流母線中有一個大電感使母線電流平滑，它對直流母線中交流分量的限制通常用電流脈動系數Si來衡量。電流脈動系數定義為整流輸出脈動電流中最低頻率的交流分量幅值IdM與額定負載電流平均值Id之比［6］，即

脈動的直流電壓Ud(ωt)可用傅立葉級數分解成直流分量和包含各次諧波的諧波分量，其諧波分量隨控制角α 變化。Ud的傅立葉表達式為

諧波次數越小，幅值越大，那么由式(5)可知六次諧波幅值最大。

三相全控整流時fd=300Hz。當脈動系數為10%時，計算得到的電感是LM=21mH。

4 實驗平臺及實驗結果

4.1 實驗平臺設計

被控電機為六相8 極表面貼磁式永磁無刷直流電動機，工作電壓小于320V，額定電流為75A，最高轉速為4 200r/min，電樞繞組的相電阻為R=0.1Ω。

系統控制框圖如圖3 所示，電流型六相永磁無刷直流電動機調速系統采用轉速-電流雙閉環PI 控制。轉速為初始給定值，經轉速環得到電流環的給定值，然后經過電流環得到最終控制量—整流控制角。為了實現調速系統的有效控制，本文以TMS320F2812 為全數字控制電路的智能控制芯片，控制電路的實物如圖4 所示。

圖3 調速系統控制框圖

圖4 控制電路和主電路

4.2 實驗結果

被控電機在連接一臺直流電機的輕載情況下，進行了起動和運行實驗。轉速波形為DSP 計算得到的數字轉速經過DAC7625 轉換后的模擬電壓、起動電流和轉速波形如圖5 所示。

圖5 輕載起動母線總電流和轉速

由圖5 可得，起動斷流換流階段電流尖峰很大，正常換流階段母線電流的變化受到轉速-電流雙閉環PI 控制，符合預期的變化趨勢。電機的轉速在低速PI 參數調節時上升較快;500r/min 之后的小段時間為PI 參數轉換的調節時間，然后在高速PI 參數的調節下轉速平穩上升，轉速的峰值約為1 600r/min，超調量為6.7%。

轉速和電流穩定后的A1 相電流波形如圖6 所示。由圖6 可得A1 相電流為正或負時，中間有一次明顯的波動，這個波動是換流產生的，A1 相電流的周期為2.5ms。由于實驗條件有限，實際直流母線電感量只有5mH，這是實驗電流波動的主要原因。

圖6 穩定時A1 相電流

5 結語

本文以六相永磁無刷直流電動機為研究對象，分析了以晶閘管為整流橋和逆變橋的功率器件、以低速斷流換流和高速反電動勢換流相結合的交-直-交電流型六相永磁無刷直流電動機調速系統，實驗驗證了此系統能夠穩定可靠地運行。

［1］ 許大中.晶閘管無換向器電機［M］.北京:科學出版社，1984，122-138.

［2］ Allan B P，Fred G T.System Design Method of a Load Commutated Inverter-Synchronous Motor Drive［J］.IEEE Transactions Industry Applications，1984，20(3)，589-597.

［3］ 周羽，李槐樹，胡緒昌.電流型多相永磁同步電動機調速系統建模與仿真［J］.微特電機，2009，37(9)，20-22.

［4］ 李華德.交流調速控制系統［M］.北京:電子工業出版社，2003;249-271.

［5］ 高景德.交流電機及其系統的分析(第二版)［M］.北京:清華大學出版社，2005;214-217.

［6］ 唐嘉亨.變流技術［M］.北京:人民交通出版社，1989，202-205.