L6599控制的半橋LLC諧振變換器設計與實現

蓋國權，李東，王坤，賈義

（1.內蒙古電力（集團）有限責任公司巴彥淖爾電業局，內蒙古巴彥淖爾015000；2.內蒙古電力（集團）有限責任公司烏海電業局，內蒙古烏海016000；3.內蒙古電力（集團）有限責任公司錫林郭勒電業局，內蒙古錫林浩特026000）

半橋DC/DC變換器結構簡單，控制方便，變壓器磁芯雙向磁化，電壓應力低，非常適合應用于中小功率的場合。硬開關技術使變換器高頻時開關損耗很大，嚴重影響變換器的效率。軟開關技術可降低開關損耗和線路的EMI（Electro-Magnetic Interference，電磁干擾），提高效率和功率密度，提高開關頻率從而減小變換器的體積?？刂菩蛙涢_關和緩沖型軟開關的PWM（Pulse Width Modulation，脈沖寬度調制）變換器可降低開關損耗，但分別增加了變換器的控制和拓撲結構的復雜程度[1-6]。LLC諧振變換器[7]在主開關管ZVS（Zero Voltage Switch，零電壓開關）范圍、整流管電壓應力、磁集成等方面優于傳統PWM變換器，在循環能量和高輸入電壓時關斷電流等方面優于傳統諧振變換器，非常適合應用于高效率和高功率密度的場合，成為目前新型諧振變換器的典型代表。

1 工作原理

半橋LLC諧振變換器的主電路如圖1所示。2個主開關管S1和S2構成半橋結構，驅動信號是占空比為0.5的互補PFM（Pulse Frequency Modulation，脈沖頻率調制）信號，諧振電感Lr、變壓器勵磁電感Lm和諧振電容Cr組成1個諧振網絡，輸出側2個整流二極管VD1和VD2構成零式全波整流電路，輸出直接接在濾波電容Co上。由于該電路存在3個儲能元件，諧振網絡中存在2個諧振頻率，一個是變壓器勵磁電感Lm不參與諧振時的諧振電感Lr與諧振電容Cr的諧振頻率，另一個是變壓器勵磁電感Lm參與諧振時的勵磁電感加上諧振電感Lr與諧振電容Cr的諧振頻率，即：

當半橋LLC諧振變換器工作頻率在f2＜f＜f1范圍內時，可實現Power MOSFET的ZVS和整流二極管的ZCS（Zero Current Switch，零電流開關）。

圖1 半橋LLC諧振變換器Fig.1 Half bridge LLC resonant converter

半橋LLC諧振變換器采用固定死區的互補調頻控制方式，利用變壓器的漏感和勵磁電感，與諧振電容諧振，實現主開關管的ZVS。LLC諧振變換器的優點是：效率高，全負載范圍內可實現主開關管ZVS；主開關管關斷電壓低，關斷損耗非常低；高輸入電壓下具有高效率，可在正常工作條件下對其進行優化設計；二次側沒有濾波電感，二次側整流管電壓應力低，其上電壓可減小到輸出電壓的1/2，且可實現ZCS；磁性元件能很容易集成到一個磁芯上，EMI??；較小的頻率變化范圍就可調節較寬的電壓增益范圍。

2 主要參數的計算和元器件的選用

實驗樣機的主要參數為：最大輸入電壓Udc，max=34 V、最小輸入電壓Udc，min=28 V、額定輸入電壓Udc，nom=32 V、額定輸出電壓Uo=0.5 V、額定輸出電流Io=20 A、串聯諧振頻率fr=220 kHz、最大頻率fmax=264 kHz。

1）變換器在額定輸入電壓時工作在串聯諧振頻率，變壓器的變比

式中：VF為整流二極管的正向壓降，設計中整流二極管選用40CPQ045，VF=0.43 V。

2）折算到變壓器原邊的等效電阻

3）利用變換器工作在最大輸入電壓和空載時的最大歸一化頻率，計算電感比

式中：Mmin為最小電壓增益；fn，max為最大歸一化工作頻率。4）整個工作范圍內的最大品質因數

式中：QZVS，1為最小輸入電壓和滿載情況下，主開關管工作在ZVS區的最大品質因數；QZVS，2為最大輸入電壓和空載情況下，主開關管工作在ZVS區的最大品質因數。

5）諧振元件參數

6）樣機控制芯片選用L6599，浮動的高端部分的電能由自舉電路[8-9]提供，自舉電路的壓降

式中：Qg為外部Power MOSFET的柵電荷，取15 nC；TCharge為升壓驅動的導通時間，它等于1/2開關周期減去死區時間TD；R（DS）ON為升壓DMOS管的導通電阻，典型值為150 Ω。

自舉電容大小

式中：KB為安全系數，取1；VCC為驅動電源電壓，取12 V。

根據以上的計算，高頻變壓器選用型號為EE16的TDK磁芯，原邊匝數為34，副變匝數均為2，可滿足高頻變壓器磁芯不飽和的要求。Power MOSFET選用IRF520，輸出濾波電容選用47 μF 50 V的電解電容1支。

3 實驗結果

根據文章以上的設計，研制了實驗樣機并進行了調試和完善，樣機原物如圖2所示。實驗樣機的兩路驅動電壓波形如圖3所示。由圖3可知兩路驅動電壓不對稱互補，上管由于其驅動方式為自舉驅動，浮動接地點為半橋中點，驅動電壓為4 V，下管驅動電壓為芯片電源電壓12 V，工作頻率在設計的220 kHz左右，驗證了控制電路設計的正確性。

圖2 實驗樣機圖Fig.2 Picture of experimental prototype

變壓器原副邊電壓波形如圖4、圖5所示。原副邊電壓波形為近似正弦波，可以說明變換器工作在諧振狀態，主開關管實現ZVS，驗證了諧振網絡參數計算、諧振電容選用、變壓器磁芯氣隙長度調節的正確性。變換器輸入直流電壓為32 V，變壓器原邊電壓幅值約為28 V，副邊電壓幅值約為2 V，樣機變壓器變比約為14，與計算所得的變比17較接近，驗證了變壓器設計的正確性。

濾波前電壓波形如圖6所示。由于實驗樣機2個輸出整流二極管正向壓降相差0.05 V左右，加之設計的直流輸出電壓較小，故全波整流后波形出現了不對稱，但實驗結果能驗證零式全波整流電路設計的正確性。濾波后輸出電壓波形如圖7所示，輸出電壓約為0.5 V，驗證了文章設計的正確性與可行性。

圖3 驅動電壓波形Fig.3 Driving voltage waveform

圖4 變壓器原邊電壓波形Fig.4 Voltage waveform of transformer primary side

圖5 變壓器副邊電壓波形Fig.5 Voltage waveform of transformer secondary side

4 結論

文中首先簡要介紹了半橋LLC諧振變換器的工作原理和優點，然后計算了主電路和控制電路的主要參數，并根據參數計算結果選擇電力電子元器件，最后制作并完善了實驗樣機。樣機實現了變壓器漏感充當諧振電感與變壓器勵磁電感和諧振電容諧振，主開關管實現ZVS，控制電路實現單管自舉驅動，驗證了文章的正確性與可行性。文章為后續研究奠定了理論和實驗基礎。

圖6 濾波前輸出電壓波形Fig.6 Output voltage waveform before filters

圖7 濾波后輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waveform after filters

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