W波段寬帶倍頻器的設計與仿真

嚴 琳，董 俊，李天明，汪海洋，周翼鴻

（電子科技大學 物理電子學院，四川 成都 610054）

W波段寬帶倍頻器的設計與仿真

嚴 琳，董 俊，李天明，汪海洋，周翼鴻

（電子科技大學 物理電子學院，四川 成都 610054）

本文介紹了一種由低次級聯形式構成的W波段寬帶六倍頻器。輸入信號先經過MMIC得到二倍頻，再由反向并聯二極管對平衡結構實現寬帶三倍頻，從而將Ku波段信號六倍頻到W波段。該倍頻器的輸入端口為玻璃絕緣子同軸轉換接頭，輸出為 WR-10標準矩形波導結構。仿真結果表明當輸入信號功率為20dBm時，三倍頻器在整個W波段的輸出三次諧波功率為4.5dBm左右，變頻損耗小于17dB。該設計可以降低毫米波設備的主振頻率，擴展已有微波信號源的工作頻段。

W波段倍頻器；帶通濾波器；平衡電路；反向并聯二極管對

隨著毫米波技術在現代通信和雷達系統等領域的廣泛應用，我們對穩定、可靠和易于工業化生產的毫米波信號源的需求越來越迫切。目前獲得毫米波源的方式有毫米波鎖相源、毫米波振蕩源和倍頻器，其中寬帶倍頻技術是一種既有效又經濟實用的途徑，可以降低本振的主振頻率又將微波頻段信號擴展到毫米波段并保持原信號的優點，比如高穩定性和低相位噪聲。

由于在毫米波段國外對我國實行了嚴格的軍事禁運政策，W波段倍頻MMIC難以獲得，所以本文就如何實現W波段寬帶六倍頻作了一定的介紹。肖特基二極管屬于電阻性倍頻，可實現較寬的倍頻程，其原理簡單，成本低，是低次倍頻的常用器件[1]，但效率不高，文獻[2]證明了其最優倍頻效率不超過1/n2（n為倍頻次數）。所以要想在W波段獲得高的輸出功率是目前公認的難題。采取低次級聯倍頻和合理選取電路結構將有助于提高全波導帶寬內的輸出信號功率，同時這也是本設計的重點和難點。本設計先由AMMC-5040得到二倍頻，再級聯反向并聯二極管對實現三倍頻，整個設計結構簡單、易加工，在W頻段全波導帶寬內實現了較高的功率輸出。

1 肖特基二極管倍頻原理

目前國外W頻段倍頻器大都采用MMIC方式實現[3]，而國內芯片的發展水平與國外存在的差異使我們只有尋求用混合集成電路形式來實現。利用非線性電導器件（如GaAs肖特基勢壘二極管）的I/V特性，通過一定的平衡式結構，使輸入信號波形產生畸變，從中提取出某次諧波分量，即可實現所要求次數的倍頻。且其帶寬性能主要由外電路的帶寬性能決定，而不取決于器件本身。所以對于全波導帶寬倍頻器的實現，使用非線性電導器件是非常理想的選擇。

采用兩只反向并聯的肖特基二極管對可以提供較大的輸出功率并有效地抑制不必要的

諧波分量來實現三次倍頻。其工作原理如圖1所示，二極管對對于輸入輸出回路均呈反向并聯。

當圖1所示電路輸入端有信號激勵時，設輸入電壓為V，則兩個單管的電流分別為

其中，is為二極管的反向飽和電流，α=q/nKT（n為二極管的理想因子），表明只與二極管本身特性和絕對溫度有關。

圖1 反向并聯二極管對工作原理Fig.1 Operating principle of anti-parallel diode pair

則反向并聯二極管對的外部總電流為：

環內的電流為：

將 V=Vscos（ωst）代入（3）、（4）式，并作傅立葉級數展開，得：

式（6）中In為n階第一類變態貝塞爾函數。

由（5）、（6）式可知，反向并聯二極管對外電路中只有輸入信號的基波和奇次諧波，而輸入信號的偶次諧波僅存在于內部環路中。通過以上分析，說明這種電路結構適合用于奇次倍頻，并且由于外電路不包含偶次諧波，因而可減少其他一些輔助電路（如空閑回路）的設計。

2 W波段六倍頻器的設計

目前40 GHz以下頻段商用MMIC芯片易獲得，為了減小電路的復雜性和體積，本設計的前置二倍頻器采用MMIC芯片，W頻段三倍頻器采用的倍頻二極管為Alpha公司的DMK－2790 GaAs肖特基勢壘二極管，它具有低結電容，低串聯阻抗的特性，適合于混頻器、倍頻器的設計。

整個電路的結構流程如圖2所示。

圖2 六倍頻電路設計框圖Fig.2 Design block for sextupler circuit

2.1 MMIC前置二倍頻和功率放大器

AMMC－5040芯片是一款四級寬帶、高增益的放大器，其輸入輸出匹配至50，在20～40 GHz范圍內，增益可達20 dBm，飽和輸出功率為21 dBm。作為倍頻器使用與放大器唯一差別在于倍頻時需要給第一柵極單獨供電，其余的柵、漏偏置則與放大器模式完全相同。為了方便起見，本設計中的二倍頻器和前置功率放大器都采用此芯片，由MAX881R和NTMS 5P02R2提供所需偏置電壓。

2.2 帶通濾波器的設計

由AMMC－5040的性能圖可知，其作二倍頻時，當輸入信號頻率超過13 GHz后，基波輸出功率上升，而二次諧波輸出功率下降，對基波的抑制越來越不夠，尤其到了17 GHz后的頻率，基波功率大于二次諧波功率，如果不對基波進行有效的抑制，那么將對倍頻器最終的諧波抑制產生不利。另外還必須對二倍頻后產生的3次諧波進行抑制，以防有用信號功率淹沒。本設計的輸入信號為12.5～18.33 GHz，要求二倍頻后得到干凈的輸出以驅動二極管對三倍頻，所以必須在二倍頻后添加一帶通濾波器來抑制不需要的信號。該濾波器要求通過25～36.66 GHz的信號，對帶外信的抑制度大于20 dB，尤其是對13～18.33 GHz信號要有較大的抑制度。常用的微帶帶通濾波器有平行耦合線型，發夾型，交指型等結構。綜合考慮帶寬和電路尺寸等因素，本設計采用的是直接耦合短截線帶通濾波器中的λg/2并聯開路短截線和λg/4連接線濾波器[5]，階數是四階。圖3和圖4分別是此濾波器在高頻仿真軟件HFSS中的仿真模型和優化后以dB為單位表示的S11與S21曲線，從圖上可以看出濾波器帶內插入損耗小于0.5 dB，帶外抑制大于20 dB，其結果較好的滿足了設計要求。

圖3 帶通濾波器在HFSS中的仿真模型Fig.3 Simulation model of bandpass filter in HFSS

圖4 濾波器S11和S21參數優化結果Fig.4 Optimized insertion and return losses of the filter

2.3 微帶-波導過渡轉換的設計

微帶－波導過渡應滿足以下要求：低的傳輸損耗和高的反射損耗；寬的頻帶范圍；設計和制作簡單，便于加工；便于與系統的集成。目前，常用的微帶－波導過渡結構主要有3種：階梯加脊波導過渡、對極鰭線過渡、耦合探針過渡。其中微帶－探針－波導過渡由于具有低損耗、寬頻帶、結構簡單、體積小和可靠性而被廣泛采用。

此倍頻電路的輸出為采用E面探針過渡模型。通過調節插入波導內部探針的長度、寬度、與短路面的距離及四分之一阻抗變換和窗口尺寸來得到過渡性能的最優值。為了便于精確測試，需要建立微帶探針過渡的背靠背模型，單個過渡結構的插入損耗則為背靠背仿真模型的一半。圖5為HFSS仿真優化后得到單個過渡結構的插入損耗和回波損耗，其中S11小于-27 dB，S21大于-0.065 6 dB，能夠較好地實現從微帶到波導的傳輸。

圖5 輸出微帶-探針-波導過渡S參數Fig.5 Insertion and return losses of microstrip to waveguide probe transition

2.4 倍頻器整體電路的仿真設計

該設計的整個電路制作在Rogers Duriod5880基片上，介質基片厚0.127 mm，介電常數為2.2，輸入端采用玻璃絕緣子插針配合K接頭的信號輸入方案，輸出為微帶探針波導過渡。將在HFSS中設計好的帶通濾波電路和輸出微帶探針波導過渡的S參數文件導入 ADS中，根據二極管的Spice模型參數，得到其仿真原理圖如圖6所示。

圖6 三倍頻整體仿真原理圖Fig.6 Simulation principle of the tripler

圖7是固定頻率26 GHz時3次諧波與4次諧波輸出功率隨輸入功率變化曲線。從輸出諧波功率值來看，4次諧波輸出功率值相對于3次諧波功率值已經非常小了，可以忽略不計，也就是說此電路結構對于外部電路來說只產生奇次諧波，而偶次諧波被電路內部環路所消耗，由此驗證了文中關于奇次倍電路設計理論的可行性[7]。仿真結果如圖7和8所示，3次諧波平均輸出功率在4.5 dBm左右，輸出功率平坦度小于 1 dB，全頻帶內的變頻損耗約 15.5 dB。

圖7 3、4次諧波輸出功率Fig.7 Output power of third and forth harmonics

圖8 三次諧波輸出功率與頻率關系曲線Fig.8 Relation curve between third harmonic’s output power and frequency

3 結 論

圖9 變頻損耗與頻率關系曲線Fig.9 Relation curve between conversion loss and frequency

文中利用HFSS和ADS設計了W波段寬帶六倍頻器，并介紹了整個設計過程。其仿真結果表明在W波段全波導帶寬內，該結構的輸出功率和變頻損耗都較好，可作為一種3 mm頻率源設計參考，應用于雷達、通信等相關系統中。帶通濾波器直接影響倍頻器的諧波抑制度與功率平坦度，若要實現高效率的W波段寬帶倍頻器，則設計性能優良用、結構簡單、體積較小和加工方便的帶通濾波器是關鍵，其仿真優化的時間較多。由于ADS在毫米波段路仿真的準確性不高，會導致實際測試結果會與仿真結果有較大偏差，所以要使設計達到更佳性能還需反復調試。

[1]費元春.固態倍頻[M].北京:高等教育出版社，1985.

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[7]張國飛，崔志勝，徐廣鑫，等.基于瞬時無功功率理論的APF諧波補償能力的仿真研究 [J].陜西電力，2012（11）：77-81.

ZHANG Guo-fei，CUI Zhi-sheng，XU Guang-xin，et al.Instantaneous reactive power theory-based simulation of harmonics compensation performance of active power filter[J].Shaanxi Electric Power-2012（11）：77-81.

Design and simulation of broadband frequency multiplier in W-band

YAN Lin， DONG Jun， LI Tian-ming， WANG Hai-yang， ZHOU Yi-hong
（School of Physical Electronics， The University of Electronic Science and Technology of China， Chengdu 610054， China）

A broadband frequency multiplier in W-band has been realised by the way of low-cascading.The input signal is doubled by a MMIC first and then tripled by a balance circuit which is formed by anti-parallel Schottky-Barrier diode pair，the signal of Ku-band has been extended to W-band.Its input signal is fed in by the glass insulator，the output signal is fed out by a WR-10 waveguide.While the input signal power is 20dBm，simulation shows the third harmonic output of the tripler is about 4.5 dBm， and the conversion loss is lower than-14.3dB.It can reduce the frequency of main vibration equipment， expanding microwave signal source’s working frequency.

W-band multiplier； bandpass filter； balance circuit； anti-parallel diode pair

TN454

A

1674－6236（2013）04-0068-03

2012-08-24稿件編號201208130

嚴 琳（1988—），女，江西贛州人，碩士研究生。研究方向：微波毫米波電路與系統。