基于高頻鏈的移相全橋逆變器控制策略

胡佳明，胡天友，劉 倩，唐德煒

(電子科技大學 機械電子工程學院，四川 成都611731)

0 引 言

在電能的變換、存儲、應用領域，電力電子技術發揮了關鍵性作用。目前，電力電子裝置的發展趨勢是小型化和智能化。實現小型化的直接途徑是高頻化，可以顯著降低變換器中電感、電容和變壓器的體積［1］。但是，開關頻率的提高必然導致開關損耗的增加，電路效率嚴重下降［2］。所以，能夠降低開關損耗和開關噪聲問題的軟開關技術是目前的研究熱點之一。另一方面，諸多應用場合要求電源系統具有更高的性能指標且具有與外界交換信息的能力，所以，基于各種微控制器或數字信號處理器的數字控制技術在電源系統中得到了越來越廣泛的應用［3］。

在中大功率應用場合，有一類采用移相控制策略的軟開關全橋變換器得到了深入研究和廣泛應用。這類變換器基本不用添加額外的無源或有源器件，在不改變主電路拓撲的前提下，依靠移相控制方式以實現軟PWM 開關，所以這類軟開關變換器也被稱為控制型軟開關［4］。

1 移相控制高頻逆變器電路原理

1.1 移相高頻電路結構與拓撲分類

本文采用電壓源型移相控制高頻鏈電路拓撲如圖1 所示［5］。

圖1 雙向電壓源內高頻DC/AC 變換器電路結構

此類高頻鏈逆變電路拓撲結構有多種變形拓撲結構，常見的主要有前級推挽后級全波式、前級推挽后級橋式、前級半橋后級全波式、前級半橋后級橋式、前級全橋后級全波式和前后級全橋式等電路，前后級都是以高頻變壓器為分界點的［6］。在本系統設計過程中，經過對各種拓撲結構利弊仔細分析研究后，最終采用前后級全橋式拓撲結構逆變方式，如圖2 所示。此種電路具有功率器件工作電壓應力低，特別適用于高輸入電壓，高輸出電壓的應用場合［7］。

圖2 全橋式雙向電壓源內高頻DC/AC 變換器電路拓撲

1.2 單極性移相高頻控制策略和原理

隨著實際應用需要，在不改變功率電路拓撲復雜程度的要求下，為了降低器件能量損失，提高逆變器逆變轉換效率和逆變電路的可靠性，在雙向移相電壓源型高頻鏈逆變技術的控制方法中提出了雙極性移相控制和單極性移相控制之分［8］。較好地解決了傳統電壓源型移相高頻鏈逆變器，在周波變換環節采用PWM技術控制后，存在的功率器件上電壓尖峰過高現象，同時實現了周波變換器功率器件的ZVS 切換，大大降低了器件功率損耗提高了系統轉換效率［9］。圖3 所示即為單極性移相控制策略時序原理波形。

1.2.1 傳統移相控制策略方法

傳統的單極性雙向移相控制策略的時序圖如圖3(b)所示。圖中，S1～S8分別為周波變換器對應功率管的驅動信號;Sa、Sb、Sc、Sd分別為高頻逆變橋對應功率管的驅動信號;UEF為高頻變壓器初級輸入波形;UDC為輸出LC 濾波器輸入波形;Ue1和Ue2分別為互補的正弦調制波形;UC為頻率較高的載波。正弦調制波Ue1和Ue2分別與三角載波UC比較，生成高頻逆變橋和周波變換器部分功率管的各種驅動信號，驅動信號中包含了調制正弦波的所有信息。如果忽略實際死區存在時間，Sa與Sc、Sb與Sd的驅動信號均為互補的高頻方波信號，但Sa與Sd、Sc與Sb之間的驅動信號有移相相位差電角度θ(－180° ＜θ ＜180°)，高頻逆變橋將直流輸入電池電壓Ui調制成三電平的高頻變壓器輸入電壓UEF，UEF通過高頻變壓器隔離變壓后的輸出電壓UAB進入周波變換器解調。如果忽略輸出周波變換器功率開關換流重疊時間，功率開關S1與S2、S3與S4、S5與S6、S7與S8的驅動信號也是互補的、一半載波頻率的高頻方波。在此控制時序下，功率管以高頻變壓器額定頻率將電壓UAB解調為單極性SPWM 波UDC，此SPWM 波最后經LC 輸出濾波器后得到正弦輸出交流電壓UO［10］。

圖3 雙向電壓源單極性移相控制原理時序圖

在整個變流過程中，周波變換器功率管在UEF=0期間進行開關控制，功率管工作在零電壓轉換(ZVS)狀態下［11］。從控制時序圖中可以看出，高頻逆變橋的左(超前)橋臂相對與右(滯后)橋臂存在一個θ，則Sa與Sd(Sb與Sd)在一個TS內共同導通時間:

式中:Ts為一個開關周期;θ 為移相電角度;Tcom為在一個開關周期中的共同導通時間。從控制時序圖中可以看出，θ 的大小與逆變橋功率開關Tcom都是按照正弦規律變化的。變壓器原、副邊得到經過調制正弦波Ue1和Ue2調制的高頻脈沖交流電壓UMN、UAB，然后由周波變換器功率開關S1～S8將UAB轉換成單極性三階SPWM 波(即輸出濾波器前端電壓UDC)，通過對此脈沖波形進行濾波后就可得到輸出正弦基波電壓UO。高頻逆變橋左右2 個橋臂功率管開通時間相對向左或向右的移動，調節了θ 的大小，進而調節了輸出正弦交流電壓幅值和相位。經過內高頻環的變流處理后，LC輸出濾波器輸入端電壓為單極性SPWM 波，故稱為單極性移相控制，諧波頻率較高，便于濾波控制，具有優良的頻譜特性［12］。

1.2.2 改進型的移相控制策略研究

為了進一步降低周波變換器功率管的工作頻率，降低功率管的開關損耗，針對原有電路提出了一種改進控制方法，實現周波變換器功率管開關頻率降至逆變器輸出交流電壓的頻率。圖3(a)為新方法周波變換控制時序圖。

由圖3(a)可看出，在交流輸出前半個輸出周期中，周波變換器的S1、S3、S5、S7功率管處于常通狀態，S2、S4、S6、S8功率管處于常關狀態，此時圖2 電路周波部分可等效成圖4 所示的電路。

圖4 周波變換器工作模式

圖中，實線代表當變壓器輸出端為Ui時，電路中電流的流動路線;虛線代表變壓器輸入端為－Ui時，電路中電流的流動路線。當A 正B 負時，電流通過S1—D2—Lf—Cf—S7—D8—B 流動，即按圖4(a)中的實線所示路線流動，輸出為正。當B 正A 負時，電流通過S5—D6—Lf—Cf—S3—D4—A 流動，即按圖4(a)中的虛線所示路線流動輸出為正。此時可得到輸出交流電的正半周(暫定為負載上正下負)。

正半周過程結束后，按照同樣的思路，此時將S1、S3、S5、S7功率管關斷，S2、S4、S6、S8功率管導通，此時圖2 所示電路可以等效轉換成如圖4(b)所示的形式，這樣可得到輸出交流電的負半周部分，最終獲得了一個完整的交流電輸出周期。

逆變橋的輸出波形經過高頻變壓器變壓后，變壓器輸出波形的數學表達式為

周波變換器的作用就是在調制正弦波的正半周，將高頻變壓器輸出負的脈沖波整流為正，輸出為正的脈沖波保持不變;在調制正弦波的負半周時候，將高頻變壓器輸出為正的脈沖波整流為負，輸出為負的脈沖波保持不變［13］。周波變換器的功能相對于數學運算當中的絕對值操作，只是在調制正弦波在負半周時進行絕對值操作后在前面要加一個負號［14］。即在正半周時刻，周波變換器輸出脈沖波的數學表達式為

在負半周時刻，表達式為

將uDC的數學表達式進行處理后，可以合并成以下形式:

從表達式可以看出，LC 濾波器輸入主要成分為需要的基波輸出部分，并伴隨著高頻諧波成分，可以通過后級的LC 濾波器得到需要的正弦波輸出交流電。

從時序圖分析可知，周波變換器功率管無重疊換流時間，功率管是在變壓器輸出電壓為零時進行正負半周切換，周波變換器功率管工作在ZVS 狀態下，但此時在本系統中功率管的開關頻率低至50 Hz，有效減小功率管的開關損耗，提高系統的轉換效率。

本文研究的控制方法時序圖3(a)中可以看出，單極性移相控制策略是在倍頻SPWM 控制的基礎上進行改進得到的，不僅調制了逆變環節輸出脈沖電壓的脈寬，也調制了脈沖的位置，該控制策略中包含了正弦脈寬脈位調制的思想。正弦脈寬脈位調制主要是把單極性三態SPWM 波改變成載波頻率的雙極性SPWM波，消除其中的調制波基波成分，使采用高頻變壓器進行初、次級電隔離和變壓成為可能，即可在逆變器中實現高頻環節原理。

2 結 論

本文主要對單極性移相控制策略實現過程等進行了介紹。在分析傳統移相單極性移相控制策略的基礎之上，提出了一種改進的移相控制策略，并對相應改進原理進行了介紹。從雙向移相單極性控制電壓源高頻鏈逆變控制的工作原理分析，該類控制方法具有以下明顯優勢:

(1)該類控制方法思想先進，方便應用微控制器數字方式實現;

(2)提出的改進控制方式讓輸出周波變換器功率開關實現了ZVS，且工作頻率低，大大減少了功率器件開關損耗;

(3)輸出LC 濾波器前端電壓波形為單極性三階SPWM 脈沖波，僅含高次諧波，輸出濾波器設計簡單，濾波效果好，輸出波形質量好［15］;

(4)通過移相控制可實現高頻逆變橋部分功率開關的ZVS 開通，大大減小功率器件能量損耗，提高系統轉換效率;

(5)利用高頻變壓器實現能量傳遞，無噪音污染，逆變器體積小，能量傳遞效率高，功率密度大。

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