推挽型軟開關感應耦合電能傳輸變換器

翟 淵，孫 躍，蘇玉剛，王智慧，唐春森

（重慶大學 自動化學院，重慶 400030）

由于感應耦合電能傳輸（ICPT）技術是一種安全、可靠、靈活的電能接入技術而得到了廣泛的應用［1－4］。在ICPT系統中直流電要由初級變換環節轉換成高頻交流電，為提高效率，減少開關管的損耗，一般采用軟開關技術，通過增加電壓過零檢測電路和相應的控制電路來實現ZVS［5－6］。本文通過在傳統的ICPT變換器基礎上引入推挽變壓器，利用變壓器的輸出作為逆變橋的輸入，通過頻率方法和增加兩個電容來實現零電壓的開通與關斷，去掉了傳統ICPT軟開關變換器中存在的電壓電流過零檢測電路，簡化了變換器的設計。開關電源中也常采用推挽電路來完成DC／DC變換，文獻［7］提出了一種新型的推挽軟開關諧振電路，通過在推挽變壓器輸出端增加補償電容，通過電容與變壓器的漏感諧振來實現零電壓開通，零電流關斷。由于零電流關斷的條件要求較高，當負載變化時容易失去軟開關特性，因此具有一定的局限性。文獻［8］為提高傳輸效率和減小電壓放大倍數，利用了兩個變壓器來實現推挽升壓，利用兩個變壓器的漏感和一個額外的電容來實現軟開關。由于應用領域不同，上述文獻對推挽變壓器和諧振網絡在ICPT系統中所表現的特性都缺少相應的分析。本文對變換器軟開關工作原理、軟開關工作條件以及推挽變壓器匝比邊界條件進行了分析，可為ICPT軟開關逆變器的設計提供一定的理論指導作用。

1 電路構成及軟開關工作原理

1.1 推挽型軟開關變換器的電路

圖1所示為本文提出的推挽軟開關ICPT變換器的結構圖。T為推挽變壓器，變壓器次級接原邊發射線圈Lp和原邊補償電容Cp，Lp、Cp為串聯結構。副邊接收線圈Ls和副邊補償電容Cs為并聯結構。M為原副邊線圈互感，Ls、Cs輸出接整流橋，整流橋輸出接濾波電容Co以及負載Ro。Cs1、Cs2為開關管Q1和Q2包括漏源極結電容在內的并聯電容。

在工作過程中變壓器的鐵芯是雙向磁化，初級線圈必須有良好的對稱性，否則容易引起直流偏磁導致鐵芯飽和。變壓器工作在高頻條件下，采用李茲線可以進一步減少損耗，提高傳輸效率，由于并不需要漏感來參與諧振，因此變壓器應緊密纏繞從而減小漏感［9］。

1.2 軟開關電路工作原理分析

推挽諧振電路的開關管兩端并聯了較大的電容，由于電容的電壓不能突變所以電路可以實現零電壓關斷，為實現電路零電壓開通，故使電路工作頻率大于諧振回路的固有頻率。由于電路工作頻率高于諧振頻率，故由電感和電容組成的諧振回路呈感性。下面分析推挽軟開關諧振變換器的工作原理，電路工作模態如圖2所示，其穩態時工作波形如圖3所示。

圖1 推挽變換器結構框圖Fig.1 Block diagram of push－pull converter

圖2 變換器不同時間段工作模態Fig.2 Converter working mode at different time

圖3 變換器工作波形圖Fig.3 Converter operating waveforms

在分析之前作出如下假設:

（1）所有的開關管、二極管均為理想元件，變壓器為理想變壓器。

（2）電感、電容均為理想元件，Cs1＝Cs2＝Cs。

（3）Zsr為副邊的等效反射阻抗。

在一個開關周期中，有6種開關模態，各開關模態的工作情況描述如下:

模態1（t0～t1）:t0時刻，Q1開通，滯后的感性電流此時仍保持為負，Q1開通前一刻電流經并聯的體二極管D1續流，由于體二極管D1的鉗位作用，Q1兩端電壓近似為0，因此Q1開通時為0電壓開通，Q1開通前，其并聯二極管已導通，由Cp、Lp構成的諧振網絡已經諧振了，流過變壓器原邊的電流逐漸減小，諧振電流開始準備過零，此模態持續的時間為t01。

模態2（t1～t2）:t1時刻，諧振網絡電流為零，此后諧振網絡開始流過正向電流，諧振網絡繼續諧振，此模態持續的時間為t12。

模態3（t2～t3）:t2時刻關斷Q1，此時流過功率管的電流比較大，但由于功率管并聯有較大的電容，由于電容兩端電壓不能突變會從零逐漸上升，因此Q1為零電壓關斷。此后Cs1開始充電，Cs2開始放電，此模態持續時間為t23。

到t3時刻，Q2開通，回路進入下半個周期（模態4、5、6），其工作過程與前面三個模態完全相同，這里不再贅述。

1.3 零電壓工作條件

僅使原邊諧振網絡呈現感性還不能滿足零電壓開通的條件，還需要使開關管兩端的并聯電容在死區時間放電到零或充電到2Vin，在t2時刻假設諧振電流為IrL，由于死區時間遠小于開關周期，因此可認為在死區時間內IrL保持不變，Cs1兩端電壓由0充電至2Vin，Cs2兩端電壓由2Vin放電到0，其中Vin為輸入的直流電壓。那么使功率管并聯電容充放電所需的最小電流為:

式中:n為推挽變壓器次級對初級的線圈匝數比；Td為死區時間。

假設變換器的輸入功率為Pin，原邊諧振網絡的輸入電壓為一頻率為f0、峰值為2nVin、占空比為0.5的方波信號，此信號接諧振網絡，只有基波分量會通過，則基波分量的有效值VTrms為

式中:ITrms為諧振網絡的電流有效值；φ為電壓電流的移相角。

為使開關管兩端并聯電容在死區時間放電到零或充電到2Vin則需:

副邊輸入端為一并聯諧振網絡，根據正弦等效原理，將變換器次級整流濾波電路等效為交流負載，則其交流等效負載為

系統工作在諧振狀態，忽略系統原副邊線圈內阻以及器件的開關損耗，則副邊等效阻抗

式中:ω為角頻率，當系統處于諧振狀態時，諧振頻率及諧振角頻率分別為f0及ω0，此時有ω＝ω0

由式（6）可得諧振時副邊等效阻抗，即

由于f0高于原邊諧振網絡的固有頻率，因此原邊諧振網絡工作在感性狀態，則原邊諧振網絡的阻抗Zn為

由式（1）（2）（3）（4）（5）（8）可得

因此變換器零電壓工作的條件為

由式（10）可知，變換器工作頻率固定時，若電路工作在輕載或輸入電壓變高時，充放電時間會變長，因此當頻率固定且輸入電壓固定時，電路零電壓導通的條件應該根據輕載條件來設定。

2 推挽變壓器匝數的邊界條件

電壓型ICPT負載恒壓控制需滿足一定的前提條件［10］。當系統結構確定，則f0必須保證不變，即系統有且僅有1個諧振頻率點f0。在這種條件下，變壓器匝數n有一定的范圍限制。

由式（2）（5）（7）可得系統輸出功率Po為

則負載兩端電壓Vo為

由式（12）可得變換器電壓放大倍數A為

在f0、n、Ls及M等參數不變的情況下，由式（13）可知，輸入電壓Vin恒定時，即可保證Vo恒定，系統輸出電壓與負載無關。

對于SP系統副邊的品質因數Qs為［11］

對于SP系統副邊品質因數應滿足［12］

由式（14）（15）（16）可得推挽變壓器次級對初級匝數比n的邊界條件

盡管通過增大推挽變壓器次級對初級的匝數比可提高輸出電壓，但為保證系統穩定，變壓器次級對初級的匝數比應滿足式（17）所要求的條件，否則會出現頻率分叉現象［13］。

3 仿真分析

為了驗證本系統的可行性，按照圖1在Saber環境中搭建了一個仿真模型，并進行了仿真分析，電路的仿真參數為:開關管采用IRFP250，開關管并聯電容為0.1μF，開關管驅動頻率為32.5kHz，死區時間為0.5μs，推挽變壓器匝數比為3∶3∶5，原邊線圈電感值為115 μH，補償電容為0.33μF，副邊線圈電感值為224 μH，諧振電容為0.1μF，原副邊線圈互感因子為0.2，整流管為 MUR1560，濾波電容為100μF，負載電阻為100Ω，輸入電壓為DC24V。圖4為變換器的仿真波形圖。

圖4 變換器工作仿真波形圖Fig.4 Simulation waveform of converter

圖4中，從上到下依次為開關管漏源極間電壓波形、開關管驅動波形、原邊發射線圈電流波形和負載兩端電壓波形，從圖中可看出諧振網絡的電流波形滯后于開關管兩端電壓波形，由于諧振網絡工作在固有頻率以上，因此電流波形有少許失真，由于原邊工作在固有頻率以上，為使副邊也處于諧振狀態，副邊諧振網絡的固有頻率點應高于原邊。

圖5 開關管開通時漏源極兩端電壓仿真波形Fig.5 Voltage simulation waveforms of drainsource as switch turning on

圖6 開關管關斷時漏源極兩端電壓仿真波形圖Fig.6 Voltage simulation waveforms of drainsource as switch turning off

圖5、圖6分別為開關管Q1開通時和關斷時漏源極電壓和驅動電壓波形仿真放大圖，從圖5可看出，當開關管開始工作時，其DS兩端電壓已經下降為零，實現了零電壓開通，從圖6可看出，當驅動電壓變為零時，DS兩端電壓逐漸從零開始上升，實現了零電壓關斷。

4 實驗驗證

為了驗證軟開關設計的可行性，按照圖1設計制作了一臺基于推挽軟開關的ICPT系統DCDC變換器樣機。實驗參數盡量按照仿真參數來設計，開關管采用IR公司的IRF540，開關管并聯電容為獨石電容0.1μF，開關管驅動頻率為45.3 kHz，死區時間為0.4μs，推挽變壓器采用EI30型鐵氧體磁芯，變壓器匝數比為3∶3∶5，原邊發射線圈電感值為115μH，補償電容為0.33μF，副邊接收線圈電感值為224μH，補償電容為0.1 μF，原副邊線圈互感為96μH，互感系數為0.6，整流管為BYW76，濾波電容為220μF，負載電阻為100Ω，輸入電壓為DC24V。

實驗中采用SG3525來產生兩路互補驅動信號，為增強驅動能力，兩路信號接高速MOSFET驅動芯片IXDN404；圖7是負載為100Ω時的變換器工作波形圖。

圖7中，從上到下依次為開關管漏源極間電壓波形、開關管驅動波形、原邊發射線圈電流波形和負載兩端電壓波形。由于系統為SP結構，拾取端的反射阻抗帶有容抗部分，此容抗會影響到原邊的諧振頻率，因此本系統的工作頻率會比系統的固有頻率要高出10k左右。

圖8、圖9分別為開關管Q1開通時和關斷時漏源極電壓和驅動電壓波形放大圖，從圖8可看出，當開關管開始工作時，其DS兩端電壓已經下降為零，實現了零電壓開通。從圖9可看出，當驅動電壓變為零時，DS兩端電壓逐漸從零開始上升，實現了零電壓關斷。從實驗波形上可看出，仿真和實驗符合得非常好。

圖7 變換器工作波形圖Fig.7 Converter operating waveforms

圖8 開關管開通時漏源極兩端電壓波形圖Fig.8 Voltage waveforms of drain－source as switch turning on

圖9 開關管關斷時漏源極兩端電壓波形圖Fig.9 Voltage waveforms of drain－source as switch turning off

為驗證負載在輕載和重載條件下變換器的軟開關特性，在輸入電壓和驅動頻率不變的條件下，令負載從25Ω變化到200Ω，隨著負載變重，系統的輸出效率先上升然后逐漸下降，當負載為200Ω時變換器開始失去軟開關特性，但此時效率仍在80%以上，其中負載為100Ω時效率最高，達到了87%，輸出功率接近110W。加入副邊線圈后，線圈參數以及固有諧振頻率都會發生改變，此時測得原邊電感為87μH，互感為21 μH，根據式（10）計算出負載為173Ω時變換器失去軟開關特性，理論值與實際值基本符合。研究結果表明該ICPT變換器可工作在軟開關條件下，具有電路簡單、傳輸效率高的特點。

5 結束語

通過引入推挽變壓器，利用變壓器的輸出作為ICPT系統諧振網絡的驅動源，在不增加電壓過零點檢測電路的基礎上實現了變換器的軟開關工作。分析了軟開關的工作原理，給出了軟開關工作需滿足的條件，針對推挽變壓器，給出了使系統穩定的變壓器匝數比邊界條件。仿真和實驗結果表明，此變換器適用于原邊為串聯補償結構的ICPT逆變拓撲，具有軟開關實現簡單、易于驅動、傳輸效率高的特點。本文所提出的軟開關變換器在輕載條件下會失去軟開關特性，如何擴大變換器的軟開關工作范圍需要進一步研究。

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