某型大功率電源組件設計

宋曉娜，謝麗賀

（1.河南科技大學，河南 洛陽 471023；2.中國空空導彈研究院，河南 洛陽 471009）

0 引言

電源組件安裝在導彈內，為導彈工作提供能源，并將來自載機的三相交流115V／400Hz電源經過轉換處理后輸出直流電源+57V／27A，提供給導彈。該電源組件用于系統試驗及地面繞飛試驗，以評估某型導彈在空中掛機飛行情況下對目標的截獲和跟蹤能力。它的性能和可靠性直接影響著全彈的性能和戰斗任務的完成。該電源組件的最大特點是要在小體積情況下實現1500W的大功率。

1 導彈對電源組件的技術要求

導彈對電源組件的技術要求如下。

三相交流電源（載機A、B、C、中線）輸入為115 V，400±20Hz，相電流約為6.5A，總功率約為1500W；電源啟動／關閉信號（+5V），匹配隔離處理線路；電源輸出為+57±3V／27A（直接4線束帶插頭輸出連接）；輸出峰值電流為32A／30ms；工作頻率（變頻）為200～600kHz；紋波電壓（峰峰值）小于600mV；轉換效率大于80%；具有輸出過流保護功能：當輸出電流（約）大于34A／1ms時，保護電路工作（此時輸出電壓降低）；具有供電欠壓保護功能，當供電電壓小于80V和大于150V時保護電路工作（此時輸出電壓關閉），但當供電電壓大于180 V時可能失效（此時故障，輸出電壓關閉）；工作環境溫度為-45～+65℃；供電特性符合為GJB181-86（浪涌電壓試驗除外）；每次連續（滿載）工作時間不大于60s，間隔時間不大于8min；結構尺寸為L=160mm，D=180mm。

2 設計思路

直流電源可以分為兩種：高頻開關電源和線性直流電源［1］。在電源設計時，首先考慮的是選擇哪一種，而這主要取決于對電源的技術要求。

2.1 開關電源

開關電源就是通過電路控制開關管的導通與截止，將交流電轉化為高頻率的直流電提供給變壓器進行變壓，從而產生所需要的一組或多組電壓。開關電源大體可以分為隔離和非隔離兩種，隔離型的必定有開關變壓器，而非隔離的未必一定有［2］。

2.2 線性電源

線性電源是先將交流電經過變壓器降低電壓幅值，再經過整流電路后，得到脈沖直流電，后經濾波得到帶有微小紋波電壓的直流電壓［3］。再經過控制電路和單片微處理控制器的控制下對線性調整元件進行精細調節，使之輸出高精度的直流電壓源［4］。

2.3 開關電源和線性電源的區別

開關電源的結構中沒有變壓器和散熱片，因而體積小、效率高和發熱小，但是具有電磁干擾等缺點。而線性電源功率器件工作在線性狀態，即其功率器件一直在工作，所以效率低。其工作方式，使它從高壓變壓，必須有變壓器降壓裝置，它的體積大、笨重、效率低和發熱量也大［5］。

鑒于以上開關電源和線性電源的區別，以及對該彈上電源1500W的大功率要求和體積的限制，可以看出，開關電源是設計的最佳選擇。

3 系統組成與工作原理

3.1 電源組件組成

電源組件主要由輸入濾波、緩啟動、功率變換、輸出濾波和外部控制信號處理等幾部分組成。電源組成如圖1所示。

圖1 電源組成

3.2 基本工作原理

由載機提供的三相115V／400Hz電源輸入。經過全橋整流和濾波變換后形成+280V直流電壓，為了降低在峰值切入時對載機供電電源的沖擊，即減小上電沖擊電流峰值，設計了一個慢啟動線路。標準的電源模塊DC／DC變換器將+280V電壓變換成穩定的+57V的直流電壓，輸出濾波電路對噪聲電壓進行抑制處理，以滿足電壓品質的要求。

DC／DC變換器的工作輸出電壓和關閉是受外部控制信號控制的，當控制信號輸入+5V的壓差信號時，DC／DC變換器正常工作，啟動輸出+57V電壓。當控制信號關閉5V壓差時，DC／DC變換器停止工作，輸出電壓為0V。

4 電路設計

電源電路原理圖共由7個部分組成，分別包括：輸入濾波電路、三相整流電路、慢啟動線路、隔離型DC／DC變換器、輸出濾波電路、控制信號處理電路和結構件。

4.1 輸入濾波電路

輸入濾波電路由一個三相EMI濾波器構成，內部2級共模濾波，在200kHz～1MHz能產生40～50db的衰減。其不僅可以對外部干擾信號進行抑制，減少對本電源工作時的輸出噪聲，也可以抑制本電源工作時產生的諧波噪聲，減少對供電電源的影響，以滿足電磁兼容性的要求。

4.2 三相整流電路

三相整流電路由6只RURP3060超快恢復二極管構成全橋整流電路，將三相交流電壓變換成直流電壓。選用30A／600V的超快恢復二極管，功率因數按0.85計算，輸入將達2200VA，對應供電電源中每相的電流有效值約6.8A，峰值電流約9.6 A，而二極管承受的耐壓是線電壓峰值為：

當U2電壓最高點為118V時，URM約為290 V，取600V／30A的超快恢復二極管可滿足要求。

4.3 慢啟動線路

慢啟動線路的目的是為了降低供電電源的沖擊電流，提高系統的可靠性，同時降低設備對電網的沖擊。啟動電流抑制為滿載電流的1.4倍，控制在約10A，啟動抑制電阻R=25Ω，啟動完成后用2只MOS管并聯替代電阻進行導通，MOS管型號FQB9N50，Vds=500V，Id=9A。初始充電時由電阻進行限流，當電容的電壓上升到170V以上時，再導通并聯在電阻上的MOSFET，從而降低系統的功耗。當輸入開關將系統切入的時候，電容C03上的初始電壓為零，相當于短路，全部的電壓降到了電阻R3A上，系統的充電起始峰值電流將被限制到290 V／R3A=290V／23.5Ω=12.3A峰值之內，相當于1.28倍的正常工作電流峰值。慢啟動線路的電路如圖2所示。

圖2 緩充電電路

4.4 濾波電容

濾波電容的目的是將整流之后的電壓波形進行平波緩動處理，使直流母線的電壓脈動降低，以利于DC／DC變換器的可靠準確工作并降低輸出噪聲。濾波電容值容量越大，母線電壓將越平坦。將1500 W負載等效成一個負載電阻并聯在濾波電容上，則等效負載為：

UPN=，P為功率，可以按照模塊效率推測母線側的功率為1500W／0.85=1760W。設母線的波動幅度為a%，如圖3所示，在圖3中，不加濾波電容時，整流母線的波形為UD，當加入濾波電容后，母線電壓為UCAP，該濾波電容在0～t1的時間內被線電壓充電，負載也從輸入得到功率，達到線電壓峰值以后，輸入電壓下降，而濾波電容的電壓高于線電壓所以整流二極管不導通，此時濾波電容對負載放電。電容充電后放電時間為tf，參見圖3中，濾波電容的放電時間為tf=t4-t2=t4-t3+t3-t2，t3-t2=T／12，T為正弦波周期，而依據周期性，t4-t3=t1，從而得到放電時間tf=+t1，在t1時，輸入電壓正好等于谷值UPN×（1-a%），對于400Hz系統，T=1／400=0.0025s，依據正弦波公式UPN（1+a%）=Ucos（ωt-30°），ωt∈ （0，），在取了a%后，可以求出t1，根據電容充放電關系，濾波電容應為：

圖3 三相輸入及母線電壓波形

由于現在使用的DC／DC電源模塊，其輸入電壓范圍為180～375V，考慮對應在80V欠壓保護的時候，母線電壓峰值為195V，DC／DC電源模塊的欠壓工作點設在152V，對應a%=（195-152）／195×100%=22%，取a%=20%，按照供電輸入下限電壓U=108V計算，則，t1=0.00046s，對應tf=0.00067s，對應C=76μF，故采用了CBB電容，選6.8μF電容12個并聯，總容量81μF。

4.5 隔離DC／DC變換器

隔離變換采用了以模塊為主體的設計，而整個組件的核心是大功率的DC／DC變換器模塊，采用成熟的VICOR公司的開關諧振電源模塊設計完成隔離的DC-DC變換。DC／DC變換器模塊效率高，但是噪聲大，它的傳導干擾和輻射干擾會對用電部件和周圍的電子部件產生干擾。

由于輸出的功率需要達到57V／27A，瞬態電流32A，總功率1800W，而VICOR公司MAXI系列模塊最大功率為500W，故采用4支，而57V的電壓為非標準電壓，如果使用二極管隔離并聯方式，需要用48V輸出的模塊將輸出電壓上調到57.7 V，這樣模塊的輸出電壓將超過+20%的上調極限，使用很勉強，而且3塊以上的模塊輸出并聯時，輸入側的均流端不能直接相連，需要脈沖變壓器隔離連接，電路比較煩瑣，易受干擾。故選用了模塊輸出串聯的工作方式，輸出電流相同。

隔離DC／DC變換器中一路的電路原理圖如圖4所示。其中Ri為下調電阻，RL為負載電阻。由于各模塊的輸出電壓相對穩定，其輸出功率比較均衡，輸入的均流端無需特別電路。對應57V／4=14.25V，只要把15V的模塊下調5%即可。故選用輸 出 為15V／500W 的 VICOR 公 司 的V300A15M500BL2電源模塊4塊，采用輸入并聯、輸出串聯來實現需要的功能。

圖4 DC／DC變換器連接

輸入并聯時，為了防止干擾信號（噪聲）加到母線上，因為該信號影響模塊之間的負載均流，增加不穩定性或導致模塊故障。一種可能的干擾源是通過正（+）和負（-）電源引腳傳入的輸入紋波電流。應該采取措施將并聯母線輸入電流的交流分量去藕。所以每只模塊的輸入都用0.2μF的陶瓷或薄膜電容本地旁路。這樣就可以分流高頻的輸入紋波電流。每只模塊的基板和負（-）輸入引腳之間接入一個4700pF的Y-電容，分流共模電流分量。

4.6 輸出濾波電路

輸出濾波按照一級共模線路、一級差模線路的方式設計。共模電路設計到了每一路，而差模電路只在串連后的輸出中設計到。其中，共模設計一方面降低共模的尖峰，另一方面防止模塊之間輸出相互干擾。差模濾波設計以抑制諧波，降低輸出紋波。其電路如圖5所示。

圖5 輸出濾波電路

4.7 控制信號電路

由于電源模塊的控制參考地是模塊的輸入地，而控制信號地與電源模塊的控制參考地不一定共地，所以設計光耦進行了隔離。

三極管進行了反相，這樣當沒有控制信號時，三極管VT1導通，將電源模塊的PC端經過二極管拉到低電位，使模塊輸出關斷。當5V的控制信號輸入時，光耦閉合，將三極管VT1的基極拉低，使PC端上升到高電平，使電源模塊開始工作輸出電壓。控制信號電路如圖6所示。

圖6 控制信號隔離轉換

5 熱設計

電源組件的工作模式是間歇工作方式，連續工作90s，間隔8min。而在90s時間，按照熱量不跟外界進行熱交換的條件來進行計算的（實際熱交換是一直存在的，能有效地降低外殼的溫度。），電源模塊所產生的熱量僅通過模塊底部傳導到與之緊密螺裝的鋁板及殼壁上，以下只是依靠熱容來進行熱設計。

每個電源模塊的效率為86%，按實際輸出功率1600W計算，所以功耗為：

對應工作一次工作時產生的熱量為：

鋁的密度ρ=2.7g／（cm）3，鋁的摩爾熱容c=24.2J／mol·k，鋁的摩爾質量M=27g／mol。

整體鋁殼加上中間鋁板的鋁制框架體積為：

對應鋁的質量為：

依據Q=cmΔt，計算出：

依據高溫環境溫度65℃，在工作90s內結構殼體的單次工作溫度將達91.6℃，而模塊的最高工作溫度是100℃，所以不會發生過熱保護，本電源可在高溫環境下正常工作。

6 試驗結果

6.1 電源拉偏

AC／DC發射電源帶載工作，輸出電壓／電流為55.1V／27A。調整電源測試系統的輸出分別為AC118V／400Hz，AC115V／400Hz，AC115V／380 Hz，AC118V／420Hz，對產品進行拉偏試驗，輸出電壓應在DC57±3V之間。經檢測，產品均符合要求。檢測結果如表1所示。

表1 電源拉偏測試樣品檢測結果

6.2 過流保護

AC／DC發射電源帶載工作，電源輸入為AC115V／400Hz。調整電子負載的大小，至產品輸出保護時停止調整，記錄此時的輸出電流大小。經檢測，產品的過流點Iq=35A。

6.3 瞬變電壓

對產品的AC115V電源線施加AC150V／100 ms的瞬變電壓，進行5次，每次間隔1min。經檢測，在施加瞬變電壓瞬間，樣品的輸出關閉，4～5s后輸出電壓恢復正常（Vo=55.1V、Io=27A）；瞬變電壓過后，產品輸出正常。

7 結束語

大功率電源組件已根據設計要求完成研制，其最大特點是在小體積情況下實現了1500W的大功率。通過試驗表明，該彈上電源滿足導彈需要的各項技術要求，是一種可靠性高、性能穩定的電源，其輸出電壓、品質和功率等參數滿足要求，為導彈安全可靠的工作提供有效地保障，且電源組件已交付導彈使用，并滿足全彈系統要求。

［1］王順祺.穩壓電源設計［M］.北京：國防工業出版社，1983.

［2］楊 旭，裴云慶，王兆安.開關電源技術［M］.北京：機械工業出版社，2004.

［3］林傳騮.線性電源的EMC設計依據［J］.國外電子測量技術，1998，（5）：28-28.

［4］屠 徑，趙玉龍.某型彈載二次電源設計［J］.現代電子技術，2012，（10）：147-149.

［5］熊文靜，鄭耀林，黃傳明.開關穩壓電源的原理及發展［J］.儀器儀表用戶，2007，（2）：6-7.