射頻前端強電磁脈沖前門耦合研究*

李名杰，譚志良，耿利飛

(軍械工程學院 靜電與電磁防護研究所，河北石家莊 050003)

0 引言

現代軍隊離不開C4ISR、電子對抗、火力打擊等系統，自然也離不開各類天線，以及收發天線信號的射頻前端，它們功能各異，工作頻帶不同。出于抗電磁干擾考慮，電子裝備往往工作在密封性好的金屬艙內。但天線功能決定其始終暴露在電磁環境中，當遭受電磁脈沖武器攻擊時，由于天線對電磁場敏感，部分強能將通過前門耦合至射頻前端，造成內部器件及電子系統的損傷或干擾，繼而影響軍隊作戰進程［1－3］。為提高武器系統抗電磁摧毀能力，亟需解決電磁加固問題。對射頻前端進行強電磁脈沖前門耦合研究，是電磁加固研究的基礎，具有重要的理論指導意義。

1 戰場強電磁脈沖環境

全文提及的強電磁脈沖不僅是指核電磁脈沖，對它的環境評估就是對攻擊手段及效能的評估。為了便于量化計算，假定攻擊武器是高功率微波武器(HPMW):高功率微波源采用相對論微波管，產生20 GW峰值功率、主要覆蓋頻帶 500 MHz～10 GHz［4］，其歸一化波形和頻譜如圖1所示。高功率定向發射天線采用角錐喇叭天線，其口面尺寸為d1d2≈505 cm2。

已知角錐喇叭天線增益系數［5］為

式中:λ為波長，頻率越高，增益越大。忽略媒質衰減，離天線距離為R處，主瓣功率密度、場強振幅分別為

式中:Pin為角錐喇叭天線輸入功率。

當Pin取峰值功率20 GW，Gt取其頻帶內最大值時，距離1 km處峰值功率流、場強振幅值為

一般強電磁脈沖能量在其頻帶內是不均勻分布的，以及實際增益小于其帶內最大值，所以戰場真實功率流、場強將不大于式(3)，(4)之值。

真實戰場電磁環境，敵人所投武器功率量級Pin、輻射天線類型及天線增益Gt、離我方距離R及方向均為未知，因此考慮最惡劣環境。該方法評估了一定條件下，峰值功率密度、場強振幅的數量級，可作為劃分防護等級、設定冗余防護指標的初步依據。

2 脈沖耦合能量理論計算

2.1 天線與射頻前端概述

圖1 HPM電磁脈沖信號歸一化波形和頻譜Fig.1 Normalized waveform and frequency spectrum of HPM EMP

射頻前端主要包括發射機、接收機、天線和饋線以及一些輔助電路等。在討論強電磁脈沖對射頻前端的耦合、損傷效應時，主要針對天線—接收機鏈路。以典型超外差式收發系統為例，如圖2所示，天線以頻率決定接收面積形式收集空中微弱射頻信號，前端電路則進行復雜的頻率變換，過濾帶寬信號，抑制干擾和內部噪聲，盡可能地提高接收效率和信號信噪比。

圖2 典型超外差式收發系統結構Fig.2 Typical super heterodyne transceiver’s structure

根據互易定理對收發天線的推廣，得出任意接收天線如圖3所示的等效電路。eA為天線感應電動勢，Zg為天線輸入阻抗，ZL為天線后接負載。軍用無線電設備為突出電子反對抗，天線波束設計有空域指標，前端電路也有時頻域指標?？烧J為天線和前端各電路都具有濾波功能，其對應的天線方向圖和前端各電路頻率特性等效為該濾波器的系統響應函數。同時天線、天饋線(含收發開關)、接收機三者的阻抗匹配程度也與頻率有關。

圖3 接收天線等效電路Fig.3 Equivalent circuit of a receiving antenna

2.2 脈沖耦合能量理論計算公式

強電磁脈沖對無線電設備的前門耦合過程，就是接收天線接收功率信號在接收機內的傳播。該功率信號小則形成電子干擾，大則沿路依次摧毀功率容量低的器件，如低噪聲放大器的砷化鎵場效應晶體管［6－10］。圖4為接收通道等效電路，把天饋線—終端匹配網絡之后的整體作為負載Z0，接收天線輸入阻抗為Zg，以流過天饋線系統D端的信號功率來衡量強電磁脈沖的耦合程度。

圖4 接收通道等效電路Fig.4 Equivalent circuit of receiving channel

遠處傳來的強電磁脈沖近似平面波，設其傳播方向在接收天線(θ，φ)方向上，頻譜極寬，功率流譜密度函數為S(ω)，極化失配因子為υ。接收天線所有特性指標均與頻率有關，如天線輸入阻抗Zg(ω)=Rg+jXg，增益Gr(ω)，歸一化場強方向函數 F(θ，φ，ω)(即Fo(ω))。天饋線特性阻抗、匹配網絡輸入輸出阻抗往往也受頻率影響，在接收機帶寬外出現變化。有共軛失配因子μA表示天線輸出端失配時傳輸功率與匹配時傳輸功率的比值為

式中:其他參數來自 ZA(ω)=RA+jXA，ZA(ω)為天饋線系統A端的輸入阻抗。

則等效接收面積為

式中:c為真空中光速。

在B端有反射失配因子:

式中:ΓB為該端反射系數。

同理 C，D端也有反射失配因子 μC(ω)，μD(ω)。則總的反射失配因子為

天饋線系統不同導波類型有不同截止特征，L0(ω)為其截止波導衰減。Le為其他綜合衰減，如天線罩損耗，天線、天饋線系統歐姆損耗等。耦合功率Pr為

式中:ωmax為強電磁脈沖的上限頻率。

繼續第1部分對強電磁脈沖效能的評估，首先極化匹配，即υ=1;S(ω)通常采用高斯、鐘形等分布，它們是對脈沖特性的逼近;常用導波及天饋線系統在10 GHz下特性阻抗受頻率的影響較小，取A端輸入阻抗恒為接收機中心頻率時天線輸入阻抗共軛值，忽略μr(ω);且可忽略 L0(ω)，Le。耦合能量值的理論計算，有助于劃分電磁加固防護等級和設定冗余防護指標。而式(6)，(9)對耦合過程的分析也提示，除了在天線和接收機之間加限幅器外，也可適當改造天線、天饋線系統達到電磁加固目的。

3 典型天線－前端耦合仿真分析

3.1 中饋天線強電磁脈沖輻照仿真分析

天線對強電磁脈沖的接收分析是天線－前端前門耦合的核心，該分析，實質上仍是電磁場的邊界問題，由接收與發射關系互易，從發射特性就能對接收特性有個全然了解。軍用天線從移動電臺用鞭狀天線，車載通訊用八木天線，到雷達用拋物面天線、相控陣天線，天線依功能而結構各異，不同類型的天線，有不同的分析方法。電小尺寸輻射體常用線源分析方法，以及矩量法、有限元法、FDTD等數值分析方法，通常稱為低頻近似方法;電大尺寸則有幾何、物理光學法和幾何、物理繞射法等高頻近似方法。但實際情況是，變化的戰場環境和超寬的脈沖頻譜，類型各異、尺寸不一的天線，以及復雜的理論及其限制條件，使理論計算復雜度、工程量和誤差很大，而實驗檢測更是代價高昂、耗時耗力，所以計算機模擬在這方面顯示出優勢［11－13］。中饋天線工作頻帶寬，水平全向性好，其電性能受周圍地理環境影響小，而被廣泛用于軍事用途。這里用電磁仿真軟件CST微波工作室對某型短波電臺中饋天線進行強電磁脈沖輻照仿真分析。

天線建模既可以采用原尺寸原結構，也可以采用等效簡化模型，這里綜合兩者，如圖5所示。假設該短波電臺工作在40～65 MHz，天線在此頻帶內保持良好電特性，天線增益最低為2～3 dB。圖6，7分別為其作為發射天線時工作在40～65 MHz的駐波比和輸入阻抗。

圖5 短波中饋天線建模Fig.5 Shortwave center-fed antenna model

圖6 天線在40～65 MHz下的駐波比Fig.6 Antenna’s VSWR under 40 ～65 MHz

強電磁脈沖環境評估，除HPM頻率改為0～1 GHz外，其余均按第1部分條件不變。則如圖8所示，距離1 km處輻照平面波峰值場強為6 230 V/m，采用高斯分布激勵，參考圖5坐標系，能流矢量在方向，電場矢量約在方向，線性極化。

圖7 天線在40～65 MHz下的輸入阻抗Fig.7 Antenna’s input impedance under 40 ～ 65 MHz

中饋天線為50 Ω同軸線輸出，在CST微波工作室中，其后設置波導端口與否，分別代表接50 Ω負載與開路，兩者的輸出電壓信號a，b如圖9對比所示。該現象的解釋是開路造成同相全反射，入射波與反射波疊加，峰值電壓增大。這現象也揭示在強電磁脈沖耦合通道中，如果某薄弱環節因毀傷造成開路，會增加毀傷口前通道的承受功率，容易構成返回式破壞。

圖8 輻照平面波場強時域信號Fig.8 Time-domain electric field of the plane wave

圖9 天線輸出端電壓時域信號Fig.9 Volt-time curves in antenna terminal

增加輻照功率，改變電場矢量使極化匹配，天線輸出端電壓 a，b明顯增強，式(6)，(9)可以解釋。然而，在相對低頻條件下，如圖4，A端輸入阻抗恒為接收機中心頻率時天線輸入阻抗共軛值，天線輸出電壓a，b均不代表天線連接電臺前端后A端的真實電壓，電壓b等于感應電動勢eA。

3.2 短波電臺射頻前端耦合仿真分析

中饋天線-射頻前端系統，除天線外，其余皆在金屬艙內部。若排除接收設備，僅對天線進行輻照仿真，不能反映無線電設備前門耦合規律，反之亦然。為實現天線仿真與前端電路仿真有機連接，前端電路仿真中須體現天線輻照感應電動勢eA、天線輸入阻抗頻變規律和中心頻率下共軛匹配，如圖4，還須甄別二維電路仿真與三維電磁仿真，并有效建模。針對以上要求，這里用CST設計工作室對其進行時域仿真。

比較圖4，設天線末端依次連接共軛匹配電路、射頻同軸線、帶通濾波器(匹配設計)。該濾波器后就是低噪聲放大器、混頻器、本振等射頻核心電路，鑒于射頻核心電路功率容量小、成本高昂，往往從其輸入強度來判斷強電磁脈沖威脅程度。本短波電臺的匹配電路和帶通濾波器均為分離器件(1 GHz下可忽略寄生效應)，仿真從天線輸出到濾波器輸出為止。圖10～12分別為天線末端接共軛匹配電路、SFB-50-12射頻同軸線、帶通(20～100 MHz)濾波器的電路模型。實際仿真時，圖10～12將去掉菱形電路端口并按序號連接，進行時域仿真分析。

圖10 天線末端接共軛匹配電路Fig.10 Antenna terminal connected to the conjugate matching circuit

天線感應電動勢eA(即圖9電壓b)從外部端口1輸入。TS1模塊導入中饋天線S參數TOUCHSTONE模型，與其后匹配電路串聯，等效于串聯了天線輸入阻抗Zg(ω)。外部端口2設置50 Ω端口負載。

圖11 SFB－50－12射頻同軸線Fig.11 SFB－50－12 RF coaxial cable

圖12 帶通濾波器Fig.12 Band-pass filter

在仿真電路中設置探針P1～P5，如圖10～12所示。先假設器件損傷閾值無窮大，圖13，14分別為此條件下P1～P5的電壓、電流時域波形圖。然而實際不然，若出現P1～P5某時刻的瞬態過電壓、瞬態過電流、瞬時功率或積累功率首次大于其規定閾值，將判定為硬損傷，波形將于此刻停止;若無出現，則圖13，14所示波形將延續成立。當波形成立時，由本例仿真結果可看出:

圖13 不同監測點電壓時域波形Fig.13 Volt-time curves in different monitors

圖14 不同監測點電流時域波形Fig.14 Current-time curves in different monitors

(1)耦合時域信號進入接收機內部，響應變長，幅值從零增加到峰值，再振蕩衰減。

(2)天線接收共軛失配對脈沖強能衰減明顯，而匹配電路本身作為特殊濾波器對信號衰減較小，專門濾波器對強能衰減效果最顯著。

(3)LC濾波器能強烈反射帶外信號，其輸入端電壓由入射波與反射波疊加而較前方通道有所增加。所以射頻電路中有必要對反射濾波器端口進行加強。

4 結束語

面對戰場強電磁脈沖，首先量化評估其威脅程度，如算出一定距離處峰值功率密度、場強振幅。再根據天線-射頻前端工作原理，認為天線和接收機各電路都具有濾波功能，其對應的天線方向圖和接收機各電路頻率特性等效為該濾波器的系統響應函數，繼而提出全頻帶耦合能量理論計算公式。為反映耦合通道效應細節，設計和實現了天線仿真與前端電路仿真的有機連接，CST微波工作室能完成強電磁脈沖輻照，CST設計工作室能實現物理的純瞬態場與路的同步協調仿真。對于更廣泛輻射條件(如不同波形、峰值等)下，更多射頻電路(如低噪放、混頻器等)的電磁脈沖耦合干擾效應，以及前門防護技術的驗證，也能在此基礎上實現，此仿真方案具有良好的應用前景。

研究強電磁脈沖前門耦合效應，進而開發前門防損傷、防干擾技術是保障部隊在復雜電磁環境下完成多樣化信息任務的必然要求。通過上述研究，有以下幾點認識:

(1)不能輕視帶外信號。帶外耦合能量取決于天線-接收機廣義濾波性能和強電磁脈沖帶外能量兩方面，而后者決定權在敵方。

(2)防護技術(策略)須講共性與個性。不同類型無線電設備，工作原理與構造不盡相同，其前門耦合效應也有不同特點。防護須立足裝備，把握耦合共性、突出效應區別，圍繞無線電設備正常工作，因地制宜。

(3)無線電設備在設計階段須考慮電磁防護，加固薄弱環節，預防“水桶效應”。

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